Дослідження імпульсних генераторів з цифровим керуванням

Полєвщіков, Василь Володимирович
Please use this identifier to cite or link to this item: https://er.chdtu.edu.ua/handle/ChSTU/6398
Full metadata record
DC Field	Value	Language
dc.contributor.advisor	Чичужко, Марина Володимирівна	-
dc.contributor.author	Полєвщіков, Василь Володимирович	-
dc.date.accessioned	2026-01-18T14:10:27Z	-
dc.date.available	2026-01-18T14:10:27Z	-
dc.date.issued	2026-01	-
dc.identifier.uri	https://er.chdtu.edu.ua/handle/ChSTU/6398	-
dc.description.abstract	Кваліфікаційна робота магістра складається із загальна характеристика роботи, трьох розділів, висновків та списку використаних джерел. В даній кваліфікаційній роботі магістра проведено дослідження імпульсних генераторів з цифровим керуванням та спроектовано пристрій, який дозволяє програмним шляхом регулювати частоту вихідних імпульсів в межах від 30Гц до 2МГц, їх амплітуду від 0В до 6,8В, а також здійснювати зсув отриманої імпульсної послідовності щодо 0В на величину напруги зсуву в межах від 0В до + 3,3В. Використання аналогових елементів в даній роботі виправдано невисокими вимогами до точності і доступністю використовуваних в пристрої елементів.	uk_UA
dc.language.iso	uk	uk_UA
dc.title	Дослідження імпульсних генераторів з цифровим керуванням	uk_UA
dc.type	Master Thesis	uk_UA
Appears in Collections:	174 Автоматизація, комп'ютерно-інтегровані технології та робототехніка (Автоматизація та комп'ютерно-інтегровані системи та компоненти)
Files in This Item:
File	Description	Size	Format
М_174_2025_Полевщиков.pdf Restricted Access		2.02 MB	Adobe PDF	View/Open Request a copy
Show simple item record
Extracted text
МІНІСТЕРСТВО ОСВІТИ І НАУКИ УКРАЇНИ 
ЧЕРКАСЬКИЙ ДЕРЖАВНИЙ ТЕХНОЛОГІЧНИЙ УНІВЕРСИТЕТ 
ФАКУЛЬТЕТ ІНФОРМАЦІЙНИХ ТЕХНОЛОГІЙ І СИСТЕМ 
КАФЕДРА РОБОТОТЕХНІКИ ТА СПЕЦІАЛІЗОВАНИХ 
КОМП’ЮТЕРНИХ СИСТЕМ 
Пояснювальна записка 
до кваліфікаційної роботи 
освітнього ступеня «магістр» 
 на тему: Дослідження імпульсних генераторів з цифровим 
керуванням 
 
 
 
Виконав: здобувач вищої освіти  2 курсу, 
групи МАКІТС-2409 
174 Автоматизація, комп'ютерно-
інтегровані технології та 
робототехніка  
освітня програма «Автоматизація та 
комп'ютерно-інтегровані системи та 
компоненти» 
  Василь ПОЛЄВЩІКОВ 
 (ім’я та ПРІЗВИЩЕ) 
Керівник Марина ЧИЧУЖКО 
 (ім’я та ПРІЗВИЩЕ) 
Рецензент  
 (ім’я та ПРІЗВИЩЕ) 
 
Захист дозволяю:   
зав. кафедри, д.т.н., професор   Валентина ЛУКАШЕНКО 
 (підпис)  (ім’я та ПРІЗВИЩЕ) 
 
 
 
Черкаси 2025 
1 
 
ЗМІСТ 
СПИСОК УМОВНИХ ПОЗНАЧЕНЬ ТА СКОРОЧЕНЬ.............. 4 
ЗАГАЛЬНА ХАРАКТЕРИСТИКА РОБОТИ ................................ 5 
РОЗДІЛ 1. ОГЛЯД ІСНУЮЧИХ АНАЛОГІВ ТА ТЕХНІЧНИХ 
РІШЕНЬ .......................................................................................... 12 
.1.1 Класифікація вимірювальних генераторів .......................... 12 
1.2 Аналіз аналогів імпульсних генераторів .............................. 24 
РОЗДІЛ 2 АЛГОРИТМ ЦИФРОВОГО КЕРУВАННЯ 
ПАРАМЕТРАМИ ІМПУЛЬСІВ .................................................... 32 
2.1 Архітектура та параметри для контролю цифрового 
генератора ....................................................................................... 32 
2.2 Обгрунтування технічного завдання ..................................... 39 
2.3 Розробка структурної схеми виробу ..................................... 40 
РОЗДІЛ 3. РОЗРОБКА МОДЕЛІ ІМПУЛЬСНОГО 
ГЕНЕРАТОРА З ЦИФРОВИМ КЕРУВАННЯМ ......................... 43 
3.1. Розробка мікроконтроллера .................................................. 43 
3.2. Розробка дешифратора адреси .............................................. 45 
3.3. Розробка програмованого генератора .................................. 47 
3.4. Розробка двохрівневого компаратора .................................. 53 
3.5. Розробка програмованого підсилювача ............................... 56 
3.6. Розробка програмованого джерела постійної напруги ...... 61 
2 
 
3.7. Розробка блоку керування імпульсного генератора з 
цифровим керуванням ................................................................... 67 
3.8. Розробка блоку індикації ....................................................... 68 
3.9. Розробка блоку живлення ...................................................... 69 
3.10. Розрахунок надійності ......................................................... 78 
3.11 Конструкторсько-технологічне виконання ........................ 83 
ВИСНОВКИ ................................................................................... 86 
СПИСОК ВИКОРИСТАНИХ ДЖЕРЕЛ ..................................... 88 
 
3 
 
 
СПИСОК УМОВНИХ ПОЗНАЧЕНЬ ТА СКОРОЧЕНЬ 
 
ІГ  – Імпульсний генератор 
МК –  Мікроконтролер 
ПЛІС –  Програмована логічна інтегральна схема 
ГІС –  Генератор імпульсних сигналів 
ІТ – Інформаційні технології 
АС – Автоматизована система 
АСУ – Автоматизована система управління 
DDS  – Direct Digital Synthesis 
DAC –  Digital-to-Analog Converter 
4 
 
 
ЗАГАЛЬНА ХАРАКТЕРИСТИКА РОБОТИ 
 
Актуальність теми 
Імпульсні генератори з цифровим керуванням – це пристрої, які 
генерують електричні імпульси різної форми, амплітуди та частоти, 
керовані за допомогою цифрових сигналів. Вони широко 
використовуються в різних областях, таких як електроніка, 
телекомунікації, автоматика та обробка сигналів. 
Цифрове керування імпульсними генераторами здійснюється за 
допомогою різних компонентів, включаючи мікроконтролери, які 
використовуються для програмного керування генерацією імпульсів. 
Зазвичай включають таймери та лічильники для точного контролю часу 
імпульсів. 
Пристрої на мікроконтролерах в даний час застосовуються 
практично у всіх сферах сучасної людини і оточуючих його пристроях. 
Простота використання і широкі функціональні можливості 
програмування мікроконтролера дозволяє вирішувати практично всі 
завдання, пов'язані з радіотехнічними приладами. 
Серед видатних дослідників, які працюють у цьому напрямку, 
можна відзначити: 
Jen-Chieh Liu, Chao-Jen Huang, Pei-Ying Lee (Роботи з високоточно 
програмованими імпульсними генераторами з піко-секундною 
роздільною здатністю — корисні для розділу про вимоги до точності та 
таймінгу); 
R. Bowler (Розробки FPGA-керованих arbitrary waveform generators 
(AWG) для квантових та високоточних застосувань — практичні 
підходи до зберігання та відтворення складних форм імпульсів); 
5 
 
Á. Garcia-Durán (Реалізація «nuclear pulse generator» та генераторів 
експоненціальних/гауссових імпульсів, вбудованих у FPGA — приклади 
застосування у калібруванні детекторів та вимірюванні); 
Yezhou Miao, Qi Wang, Junfeng Rao, Jie Zhuang (Проекти 
цифрового керування високовольтними пульсами (FPGA-based high-
voltage pulse power supply) — корисно для розділу про цифрові 
контролери у високовольтних пульсових джерелах); X. Rao (Цифрово-
керований високовольтний імпульсний генератор для медичних 
застосувань (електропорація/використання у лікуванні опухолей) — 
приклад, де цифрове управління дає широку гнучкість налаштувань); 
 J.A Mercado-Gutiérrez (FPGA-базовані пульс-генератори для 
нейростимуляції/біомедичних застосувань — показують, як FPGA дає 
свободу для точного керування параметрами импульсу) 
L. Tantiparimongkol (Генерація IR-UWB імпульсів за допомогою 
FPGA – корисно для радіо/зв'язкових застосувань з імпульсними 
сигналами) 
A.A Assef (Реконфігурування AWG на основі PWM/DDS — 
приклади, як цифрові техніки (DDS, PWM) використовують для синтезу 
складних імпульсних форм) 
R.P Bloom (Портативні програмовані імпульсні генератори для 
управління мікроіндукторами — приклад практичної апаратно-
прошивної реалізації (мікроконтролери/FPGA+DAC); 
G. Lampert (ETH Zürich) (Дослідження та оптимізація FPGA-AWG 
рішень — хороший джерело з тестування, калібрування та практичних 
обмежень реалізації) 
Q. Zhang (Нещодавні роботи з FPGA-довільними або випадковими 
(photon/optical) імпульсними генераторами — демонструють 
розширення області застосування (оптика, фотоніка) 
6 
 
Yu Zhu, Lianming Wang (Реалізації наносекундних генераторів у 
FPGA з використанням реконфігурованих PLL – корисно при 
проектуванні дуже коротких імпульсів). 
Вимірювання – це процес знаходження фізичних величин, 
параметрів, характеристики дослідним шляхом за допомогою засобу 
вимірювання. Знайдене значення називають - результатом вимірювання. 
Вимірювання за коштами вимірювального пристрою полягає в 
порівнянні вимірювальної величини з її однорідної фізичної величиною 
прийнятої за одиницю виміру. Результат виражається числом. 
Вимірювання проводиться двома методами. 
Метод безпосередньої оцінки. Метод вимірювання, при якому 
значення вимірюваної величини визначає безпосередньо по звітному 
влаштуванню вимірювального приладу попереднього проградуйованого 
в міру. Тобто при вимірюванні використання приладу безпосередньої 
оцінки міри участі не приймає, а передається через попередньо 
проградуювати оцінку. 
Метод порівняння з мірою. Метод вимірювання, при якому 
порівнюються з однорідною величиною відтворюється мірою, розмір 
якої відомий і який визначає результат вимірювання. 
Технічні засоби вимірювання, що мають нормовані метрологічні 
характеристики, що роблять певний вплив на результати і похибки 
вимірювань - називають засобом вимірювання. Залежно від призначення 
засіб вимірювання ділиться на 3 види: 
• міра - засіб вимірювання призначена для відтворення фізичної 
величини даного виду; 
• вимірювальний прилад - засіб вимірювання виробляє сигнал 
вимірювальної інформації у формі доступній для сприйняття; 
• вимірювальний перетворювач - засіб вимірювання виробляє 
сигнал вимірювальної інформації у формі зручній для передачі 
7 
 
подальшого перетворення обробки по неподаною 
безпосередньому сприйняттю. 
До них відносяться: підсилювачі, вхідні і вихідні дільники, 
вимірювальні трансформатори. Як правило за своїм устроєм представляє 
сукупність вимірювальних перетворювачів званими вимірювальної 
ланцюгом і допоміжними засобами вимірювання (джерело живлення 
і т.д.). 
Вимірювальні перетворювачі, здійснюють перетворення електричних 
величин в механічне переміщення - електромеханічні, а вимірювальні 
прилади побудовані на них - електромеханічні вимірювальні прилади. 
Прикладом вимірювання сигналів є - вимірювальні генератори. 
Невід'ємною частиною майже будь-якого електронного пристрою 
є генератор будь-яких коливань. Крім очевидних випадків автономних 
генераторів (а саме генератори синусоїдальних сигналів, імпульсні 
генератори) джерело регулярних коливань необхідний в будь-якому 
періодично діючому вимірювальному приладі, в пристроях, що імітують 
вимірювання або технологічні процеси, і взагалі в будь-якому приладі, 
робота якого пов'язана з періодичними станами або періодичними 
коливаннями. Вони присутні практично скрізь. 
Так, наприклад, генератори коливань спеціальної форми 
використовуються в цифровий мультиметр, осцилографах, 
радіоприймачах, комп’ютерах (накопичувачі на магнітних дисках, 
пристрій друку), майже в будь-якому цифровому пристрої (лічильники, 
таймери) і в безлічі інших пристроїв. 
Більшість пристроїв, як правило, мають свої генератори, або 
призначені для підключення до пристроїв, що містить їх. Без 
перебільшення можна сказати, то генератори є такими ж важливими 
пристроями в електроніці, як і джерело живлення. 
 
8 
 
Мета і задачі дослідження. 
Метою квалифікаційної роботи магістра є аналіз існуючих 
моделей імпульсних генераторів та розробка моделі генератора 
імпульсів з цифровим керуванням, за допомогою якого можна задавати 
тривалість імпульсів, їх період, амплітуду і полярність. 
 
Для досягнення поставленої мети в роботі необхідно вирішити такі 
основні завдання: 
− провести аналіз існуючих типів імпульсних генераторів, їх 
принципи роботи, технічні характеристики та сфери 
застосування. 
− дослідити сучасні методи цифрового управління 
імпульсними генераторами, зокрема на базі 
мікроконтролерів, ПЛІС та цифрових сигнальних 
процесорів. 
− розробити модель імпульсного генератора з цифровим 
керуванням. 
 
Об’єкт дослідження – процеси формування та управління 
параметрами імпульсних сигналів в електронних генераторах. 
 
Предмет дослідження – імпульсні генератори з цифровим 
керуванням. 
 
Методи дослідження базуються на використанні аналітичного 
методу — для аналізу існуючих схем імпульсних генераторів та підходів 
до цифрового керування сигналами; методу системного аналізу — для 
визначення взаємозв'язків між апаратною частиною генератора та 
алгоритмами цифрового управління; методу математичного 
9 
 
моделювання — для побудови моделі процесів формування імпульсів із 
заданими параметрами (амплітуда, частота, тривалість, скважність). 
 
Новизна отриманих результатів: 
− Проведено аналіз імпульсних генераторів з цифровим 
керуванням, визначено переваги, недоліки та сфери 
застосування. 
− Запропоновано модель генератора імпульсів з цифровим 
керуванням, за допомогою якого можна задавати тривалість 
імпульсів, їх період, амплітуду і полярність 
 
Практичне значення одержаних результатів полягає в доведенні 
отриманих наукових результатів до конкретних інженерних рішень: 
- Запропоновано алгоритм цифрового керування параметрами 
імпульсів (амплітудою, тривалістю, частотою, скважністю) з 
використанням мікроконтролера або ПЛІС, що дозволяє 
змінювати характеристики сигналу в режимі реальної години. 
 
Апробація результатів роботи. Результати роботи доповідалися й 
обговорювалися на студентській науковій конференції: 
− дні студентської науки ЧДТУ, 23 квітня, м. Черкаси, Україна, 
2025. 
 
Структура та обсяг випускної роботи. Кваліфікаційна 
робота магістра складається із загальної характеристики роботи, 3 
розділів, висновків та списку використаних джерел. Робота 
викладена на 88 сторінках. Ілюстрована 34 рисунками та має 
5 таблиць. Список використаних джерел містить 12 найменування. 
 
10 
 
11 
 
 
РОЗДІЛ 1. 
ОГЛЯД ІСНУЮЧИХ АНАЛОГІВ ТА ТЕХНІЧНИХ РІШЕНЬ 
 
.1.1 Класифікація вимірювальних генераторів 
Розрізняють вимірювальні генератори сигналів: НЧ; ВЧ; 
імпульсних сигналів прямокутної форми; сигналів спеціальної форми 
(трикутної, прямокутної і т.п.); коливальної частоти (свип-генератори) – 
джерела гармонічних сигналів, частота яких автоматично змінюється в 
межах встановленої смуги частот. 
Вимірювальні генератори синусоїдальних не модульованих і 
модульованих коливань (сигналів) класифікують за трьома основними 
ознаками: 
• в залежності від діапазону частот генератори діляться на 
інфранизькочастотні, НЧ, ВЧ (30кГц – 30 МГц) і НВЧ 
• відповідно виду модуляції розрізняють генератори з 
амплітудною, синусоїдною, комбінованою модуляцією (двох і більше 
видів); з частотною, фазовою та інш. 
За основною похибкою основних параметрів генератори діляться 
на класи. При цьому вимірювальні генератори характеризують межами 
допустимої похибки установки частоти, значення вихідної напруги чи 
потужності, коефіцієнта амплітудної модуляції, девіації частоти в 
режимі частотної модуляції, тривалості імпульсу при імпульсній 
модуляції. 
Вимірювальні генератори імпульсів ділять на генератори 
одиночних імпульсів, безперервної послідовності, парних імпульсів, 
кодових груп імпульсів. Відповідно розрізняють одно канальні та 
багатоканальні генератори. 
12 
 
Задаючий генератор – основний блок ВГ, визначає ряд важливих 
характеристик вихідного сигналу (форма, частота). Найчастіше це 
автогенератор синусоїдальної напруги чи періодично повторюваних 
імпульсів. 
Перетворювач служить для підвищення енергетичного рівня 
сигналу або задання йому визначеної форми. Підсилювач напруги, 
потужності, модулятор, формувач імпульсів.  
 
 
Рис. 1.1. Узагальнена структурна схема вимірювального 
генератора сигналів 
 
Вихідний блок – призначений для регулювання рівня вихідного 
сигналу і зміни вихідного опору приладу. Входять: атенюатор, 
узгоджувальний трансформатор, емітерний повторювач. 
Засоби вимірювання, що використовуються для встановлення або 
контролю параметрів вихідного сигналу: вольтметр, вимірювач 
потужності, вимірювач коефіцієнта модуляції, частотомір. 
Блок живлення – джерело напруги живлення для всіх вузлів 
приладу. Випрямляч змінної напруги в постійну напругу стабілізовану. 
Умова генерації сигналів. У загальному випадку генератором - 
називається ел. схема формує змінну напругу необхідної форми.  
13 
 
Найпростішим методом формування гармонійних коливань є 
метод компенсації втрат в LC контурі . Якщо в моменті « струмів » 
замикати ключ тобто додавати ( компенсувати втрати енергії ) , то 
виникнуть затухаючі сигнали з частотою власного резонансного контуру 
: 
1
f =  LC  
2
 
Момент замикання повинен збігатися з «струмом» , збігатися по 
фазі , цю компенсацію можна здійснювати подаючи в певний момент на 
контур через деяку схему вихідна напруга , яке знімається з контура ( 
замкнути зворотним зв'язком ) . Основна блок схема генератора: 
Підсилювач підсилює вхідний сигнал U1 в «а» - раз , при чому між U1 і 
U виникає фазовий зсув . Умова генерації замкнутої схеми є рівністю 
вихідної напруги схеми зворотного зв'язку і вхідного напруги 
підсилювача, тобто 
 
U1=U3=KAU1=KA=1=g  
Як вказувалося вище повинна збігатися і фаза сигналів, тобто 
зворотний зв'язок повинен бути позитивна: 
 
 +  = 2 n  
Умова балансу амплітуд полягає, в тому що схема генератора буде 
порушуватися лише тоді , коли підсилювач компенсує втрати у схемі 
зворотного зв'язку. 
Умова балансу фаз полягає в тому, що коливання в замкнутій 
системі виникнуть тільки тоді, коли фаза вихідної напруги , схема 
зворотного зв'язку і фаза вхідної напруги підсилювача збігаються , тобто 
зворотний зв'язок позитивна. 
14 
 
Класифікація вимірювальних приладів. 
• генератори низькочастотні ГЗ : діапазон 20Гц- 200кГц , 
бувають 
10Гц – 1мГц ; 
• генератори високочастотні ГЧ : діапазон 30кГц – 300мГц .  
Вони мають коаксіальний вихід і діапазон вище 10ГГц з 
хвилеводним виходом. НЧ генератори як правило є джерело не 
модульованих гармонійних коливань. ВЧ генератори є джерелами що не 
модульованих так і модульованих за амплітудою ( АМ ) та / або за 
частотою (ЧМ) гармонійних коливань . Існують також спеціальні 
генератори з фазною , імпульсної та частотної модуляцією ; 
•  генератори імпульсів Г5 є джерелом одиночних і / або 
періодичних імпульсів прямокутної форми; 
•  генератори спеціальної форми Г6 ; 
• генератори частоти Г8 ( свип-генератори ) . Джерела 
гармонійних сигналів частота яких автоматично змінюється в межах 
встановленої смуги частот; 
• генератори шуму Г2 основними параметрами зміни 
генераторів служить межа допущення основної похибки : 
- установки частоти; 
- установки рівня вихідної напруги ; 
- установки коефіцієнта модуляції; 
- установки тривалості імпульсу і установка шпаруватості  
імпульсної послідовності . 
Позначення класу вимірювання генератора складається з умовного 
позначення і точності по них : 
 
P =1%;U  = 5%; AM =10%;  
P1U5AM10  
15 
 
 
1.1.1. Аналогові НЧ-генератори 
За допомогою цих генераторів здійснюють дослідження і 
налагоджування підсилювачів і інших НЧ -вузлів РЕА, модуляцію 
сигналів ВЧ вимірювальних генераторів і передавачів, градуювання 
електронних вольтметрів, вимірювання частоти, живлення різних схем 
змінною напругою і т.п. 
Вимірювальні НЧ-генератори генерують в усьому діапазоні 
робочих частот сигнали синусоїдної форми, стабільної частоти, 
постійного рівня. Мають невеликий вихідний опір, який можна 
регулювати вихідною напругою (потужністю) в широких межах – 
повільно чи сходинками. 
 
 
 
Рис. 1.2. Структурна схема НЧ вимірювального генератора 
 
Переваги: плавність пере налагоджування частоти, можливість 
тонкого розлаштування, широкий діапазон частот, постійність вихідної 
потужності при зміні частоти, стабільність на порядок вище інших 
генераторів. 
Основний недолік – складність схеми. 
16 
 
Тактові генератори. Частота f2 змінюється в таких межах, щоб 
різницева частота на виході змішувача потрапила в діапазон НЧ 
можливість плавного перебудови тобто не вимагається перемикання 
діапазонів. Це при автоматичній перебудови дозволяє автоматизувати 
зняття амплітудної характеристики. За такою схемою зроблені 
генератори Г3- 104, Г3- 18,  Г3- 5. 
RC -генератор будуватися за раніше описаною схемою, в якій в 
ланцюзі ПОС між резонансного контуру встановлюється пасивний 
смуговий RC- фільтр , представлений на рисунку : 
 
 
Рис. 1.3. Пасивний смуговий RC- фільтр 
 
1 1
f =  R1R2C1C2;R1= R2 = R;C1=C2 =C; f = RC.  
2 2
Тому для виконання умови балансу амплітуд необхідно , щоб А = 
3 . для виконання балансу фаз необхідно , щоб фазовий зсув 
підсилювача дорівнював α = 2π , т.к. фазовий зсув β = 0 . Це 
забезпечується двохкаскадним підсилювачем. На практиці застосовують 
підсилювачі з коефіцієнтом посилення більше 3 , але вводять ООС , яка 
17 
 
знімає коефіцієнт посилення до 3. Схема підсилювача представлена на 
рисунку:  
 
Рис. 1.4. Схема підсилювача 
Для налаштування за частотою встановлюють декілька 
паралельних резисторів і перемикач. Чим забезпечують перекриття по 
всьому НЧ діапазону шляхом розбиття його на піддіапазони . Схема 
представлена на рисунку: Зазвичай пару резисторів підбирають так , щоб 
частота змінювалася в 10 разів , а в межах кожного піддіапазону 
головним перебудова частоти забезпечувалася змінним конденсатором. 
Слід зазначити , що ланцюг ООС виконує й іншу функцію - автоматично 
підтримує рівень вихідної напруги генератора, що задає , незмінно , 
тобто автоматично підтримує баланс амплітуд . 
 
1.1.2. Імпульсні генератори 
Вимірювальні генератори імпульсних сигналів прямокутної форми 
використовуються при дослідженні, регулюванні та налагодженні 
імпульсних електричних схем, РА, блоків ЕОМ, дослідженні мікросхем. 
Ці генератори виконують роль задаючих генераторів, імпульсних 
модуляторів, джерел керуючих імпульсів в різних комутуючих 
пристроях електричних  
схем. 
18 
 
 
Рис. 1.5. Структурна схема генератора імпульсних сигналів 
 
Імпульсні генератори – складають частину дуже багатьох 
електронних приладів, причому  домінуюче місце вони займають в 
цифрових системах оброблення сигналів. Імпульсні генератори 
будуються на різних елементах. Основним вузлом генератора являється 
час задаючий ланцюгом на елементах L, R, C.  Пасивні елементи 
застосовуються в сполученні з активними. Враховуючи паразитне 
розподілення опорів, індуктивності і ємностей і розділення параметрів 
електричних пристроїв, можна уявити собі всю складність обрахунку 
імпульсних генераторів для використання в широкому діапазоні частот. 
Для спрощення інженерних розрахунків параметрів генераторів 
можна використовувати приближений метод представлений опором 
реактивних елементів. Залежність струм І, протікаючого  через ємність 
С, від прикладеної напруги U визначається вираженим  
dU dt dU
I =C або = .  Позначимо dU=IdRC, де RC – деякі еквівалентні 
dt С I
dt
опори ємності. Тоді  = dRC .   Інтегруючи одержимо R = t
C . Аналогічні 
С C
перетворення проведемо до індуктивності, виходячи із формули 
dl dt dl
U = L або = . Позначимо dl=UdqL, де qL – деякий еквівалентний 
dt l U
19 
 
dt t L
провідник  індуктивності. Тоді = dqL або qL = , або RL = .  В 
L L t
результаті реактивні елементи зводяться до деякого активного аналогу. 
Тепер для розрахунку параметрів складного ланцюга, складаючогося  із 
великої кількості елементів L і C, можна використовувати закон 
постійного струму, а вони, як відомо, більш доступні і прості. 
Для очевидності проведених перетворень розглянемо прості і 
широко розповсюджені приклади. Почнемо з підключення джерела 
постійної напруги де RС ланцюги (Рис.1,а).  
 
 
б) 
Рис..1.6. Підключення джерела постійної напруги 
 
При заміні ємності еквівалентним опором одержимо формулу для 
струму 
U
I = 1  
(R1+RC1)
і для напруги  
U
U 1
C1 = .  
(1+ R1 RC1)
Якщо врахувати, що  
t
RC1 = , 
C1
то одержимо 
20 
 
U
U = 1
C1 ; 
(1+ R1 C1 t)
при C = R1C1  маємо  
U
U 1
C1 = . 
(1+C t)
 
Тут при t = 0, UC1 = 0  і при t = UC1 = E . Напруга на конденсаторі 
змінюється по закону, близькому до експоненціальному. 
Тепер розглянемо підключений до джерела напруги RL ланцюга. 
Напруга на індуктивності буде виражатися формулою 
 
U
U L =
1 , 
(1+ t  L )
 де  = L R . Якщо t = 0
L , то U L = E , а при  t = 0, U L = 0 . Закон зміни 
цієї напруги близький до експоненціального: 
1
exp(−t  )  . 
(1+ t  )
Визначимо різницю між цими формулами 
1
A1 = − exp(− ) . 
(1+ )
Графік залежності А1 від  показаний на мал.1,б. Як видно з 
графіка, максимум значення А1 досягається призначення =2...3. 
Значення похибки А1 можна зменшити, якщо ввести деякий емпіричний 
коефіцієнт. На тому ж  
малюнку проведені ламані для функції. 
1 1
A2 = − exp(−), A3 = − exp(−).  
(1+ 2) (1+3)
 Враховуючи ці функції, можна значно підвищити точність 
інженерних розрахунків. 
 
21 
 
 
1.1.3. Генератори сигналів спеціальної форми 
Генератори знаходять застосування у вимірювальній техніці, в 
моделюючих і вирішальних пристроях , в системах кодування і 
декодування сигналів. 
За допомогою цих сигналів здійснюються настройка і корекція 
вузлів приймальних пристроїв . Зокрема , вони можуть служити для 
управління частотою гетеродинов. 
Застосовуються вони і в якості опорних сигналів при виділенні 
корисного сигналу з шумів .  
Сигнали спеціальної форми можна формувати двома способами: 
дискретним і аналоговим . Дискретний спосіб формування заснований 
на імпульсних схемах , які формують вагові струми або напруги. 
Підсумовування вагових величин в певній послідовності дозволяє 
отримати сигнали будь-якого виду. 
Аналоговий спосіб формування різних сигналів значно простіше 
дискретного, але його можливості значно обмежені. Цей спосіб 
застосовується в основному при формуванні сигналів трикутного і 
трапецеїдального виду. Наявність різноманітних електричних схем 
викликає необхідність отримання досліджуваних сигналів не тільки 
синусоїдальної форми, але і інших форм: меандра, трикутної, 
пилкоподібної та інш. Генератори таких сигналів називаються 
генераторами сигналів спеціальної форми. 
22 
 
 
Рис. 1.7. Структурна схема аналогового вимірювального 
генератора 
 
Інтегратор та компаратор утворюють кільцевий автоколивальний 
пристрій. 
Робота схеми заключається в наступному: 
При подачі негативного перепаду напруги на вхід інтегратора на 
його виході формується лінійно-зростаюча напруга (інтегратор вгору). В 
визначений момент часу полярність вхідної напруги стрибком змінює 
свою полярність. На виході інтегратора формується лінійно-спадаюча 
напруга (інтегратор вниз), до чергового перепаду напруги на вході. 
Тобто вихідна напруга інтегратора – сигнал трикутної форми, період 
визначається моментами переключення вхідної напруги. Напруга 
трикутної форми подається на вхід компаратора з виходу інтегратора. 
Коли ця напруга дорівнюватиме напрузі порогового рівня, компаратор 
змінює свій стан і т.д. На виході компаратора формується меандр, який і 
буде теж вихідним сигналом вимірювального генератора. Частоту 
регулюють пороговим значенням. 
Напруга синусоїдальної форми формується із напруги трикутної 
форми за допомогою функціонального перетворювача. 
23 
 
Сутність перетворення: Розклад в ряд Фур’є трикутної напруги 
представляє собою суму непарних гармонік, де амплітуда k-ї гармоніки 
в K2 раз менша першої гармоніки. Для виділення першої гармоніки 
послаблюють вищі гармоніки (фільтр). Коефіцієнт гармонік після 
формувача  0,5% . Для отримання пилкоподібної напруги ставиться 
спеціальний формувач, який формує пилкоподібний сигнал із напруги 
трикутної форми і меандру. 
Потрібну форму вихідного сигналу вимірювального генератора 
вибирають за допомогою перемикача, який ставиться перед вихідним 
блоком, який призначений для зміни напруги вихідного сигналу і 
створення необхідного вихідного опору генератора. 
Працюють такі генератори в діапазоні від 0,001 Гц до 1 МГц. 
 
1.2 Аналіз аналогів імпульсних генераторів  
Аналіз схемотехнічних рішень та елементної бази генераторів . 
Розгляд аналогів пристрою, що проектується дає можливість врахувати 
всі недоліки попередніх пристроїв і  конструювати новий пристрій такого 
ж типу без недоліків попередніх конструкцій, з урахуванням необхідних 
параметрів та характеристик. Схеми та опис аналогів генераторів.  
 
1.2.1. Двохчастотний імпульсний генератор 
Задаючий каскад двухчастотного генератора з системи ДЦ «Нева», 
використовуваного для модуляції сигналів ТС (рис. 1), виконаний на 
транзисторі VT1, транзистор VT2 служить для включення генератора, 
транзистор VT3 забезпечує перемикання генератора з однієї частоти на 
іншу, вихідний сигнал формується каскадом на транзисторі VT4. 
 
24 
 
 
Рис. 1.8. Схема двохчастотного імпульсного генератора 
 
При наявності потенціалу сигналу 0 на вході Вх1 транзистор VT2 
відкритий, діоди VD2 і VD3 зміщені його колекторним струмом в 
прямому напрямку і тим самим обмотка Wi навантажена на малий опір 
відкритих діодів. У цих умовах незгасаючі коливання в контурі w1-С1 
виникнути не можуть, і генератор не працює. Сигнал 1, поданий на вхід 
Bxl, включає генератор, так як VT2 закривається і зникає шунтуючі дію 
на контур діодів VD2 і VD3. Це призводить до порушення блокинг-
генератора і появі частоти в каналі зв'язку. 
Значення частоти, вироблюваної генератором, залежить від стану 
транзистора VT3. 
Якщо він закритий, то вихідний транзистор VT4 управляється 
частотою, обумовленою основним контуром w1-Cl. 
При подачі на вхід Вх2 потенціалу сигналу 1 транзистор VT3 
відкривається і відбувається підключення додаткового контуру W3-С2, 
що призводить до зменшення частоти, виробленої генератором. У 
закритому стані транзистора VT3 опір діода VD1 велика і обмотка w не 
навантажена. При зміщенні VD1 колекторним струмом VT3 обмотка w2 
25 
 
навантажена на конденсатор С2. З цього моменту період коливань 
блокинг-генератора визначається сумарним значенням ємностей і 
індуктивностей основного контуру {wi-01} і додаткового (ws-С2). 
Напруга, що знімається з вихідною обмотки w6, управляє 
вихідним транзистором VT4 через смуговий фільтр ПФ на елементах L1, 
СЗ, С4, L2, С6, що виключає перешкоди в лінії зв'язку під час 
перехідних процесів в генераторі при перемиканнях. 
Недоліком пристрою, є труднощі роздільного регулювання їх 
параметрів (частоти і тривалості імпульсів, тимчасової затримки, 
амплітуди, незручність управління, рівень нелінійних спотворень, 
паразитні коливання амплітуди сигналу генератора) 
1.2.2. Імпульсний генератор інфранизьких частоти 
Робота генератора заснована на зарядці конденсатора імпульсним 
сигналом (рис.8.15). Цей сигнал формує мультивибратор на ОУ DA1. 
Частота прямокутних імпульсів визначається номіналами елементів R2 і 
С1. Прямокутні імпульси, пройшовши через діод VD1, заряджають 
конденсатор С2. У міру накопичення заряду на конденсаторі С2 
закривається польовий транзистор VT1. Зміна напруги на джерелі 
транзистора призводить до перемикання компаратора на ОП DA2. 
Сигнал на виході ОП DA2 міняє полярність з негативною на позитивну, 
тому відкривається транзистор VT2 і спрацьовує реле К1. Контакти реле 
К1.1 замикаються і починається процес розрядки конденсатора С2 через 
резистор R5. Час розрядки залежить від номіналів резистора R5 і 
конденсатора С2. Коли напруга на конденсаторі С2 зменшиться 
настільки, що відкриється транзистор VT1, компаратор повертається в 
26 
 
початковий стан і знову починається процес зарядки. 
 
 
Рис. 1.9. Імпульсний генератор інфранизької частоти 
 
При зміні опору резистора R1 від 10 до 200 кОм період змінюється 
від 5 до 60 с. Для збільшення періоду доцільно замінити резистор R4 на 
інший, більшого опору. Нестабільність спрацьовування складає + -10%. 
Недоліком пристрою, є труднощі роздільного регулювання їх параметрів 
(частоти і тривалості імпульсів, амплітуди, незручність управління, 
рівень нелінійних спотворень, паразитні коливання амплітуди сигналу 
генератора) 
1.2.3. Число-імпульсний генератор 
Пристрій складається з генератора імпульсів, лічильника і 
дешифратора. Генератор виробляє прямокутні імпульси з частотою 
проходження 10Гц. З виходу генератора імпульси надходять на 
двійковій-десятковий лічильник (D2), а з лічильника на дешифратор на 
мікросхемі D3. 
27 
 
При подачі напруги живлення на виводі 9 D1.3 буде напруга 
низького рівня і імпульси з виходу генератора на вхід лічильника не 
надійдуть. 
 
Рис. 1.10. Схема електрична принципова число-імпульсного генератора 
При натисканні на одну з кнопок S1-S15 С3 миттєво зарядиться 
через V1 до напруги високого рівня, а на висновках 2 і 3 D2 в цей час 
з'явиться напруга низького рівня, що встановлює лічильник в стан 
рахунку. Одночасно через замкнутий контакт натиснутою кнопки 
напруга високого рівня надійде на вхід D1.1 і імпульси подаються на 
лічильник. При роботі лічильника на виходах дешифратора послідовно 
з'являються напруги низького рівня. Як тільки сигнал низького рівня 
з'явиться в місці з'єднання натиснутою кнопки, подача імпульсів на вхід 
лічильника припиниться. З виведення 11 D1.4 буде знято число 
імпульсів відповідає номеру натиснутої кнопки. Якщо продовжувати 
утримувати кнопку, то через деякий час С3 розрядиться через R2, D2 
встановиться в нульовий стан і генератор видасть нову серію 
28 
 
імпульсів.Формувач імпульсів D1.1 D1.2 являє собою чекає 
мультивибратор який запобігає проникненню імпульсів створюються 
тримтінням контактів кнопок. 
Налаштування приладу полягає в підборі R1 і С2 для встановлення 
необхідної частоти проходження імпульсів генератора від одиниць герц 
до десятків кілогерц. 
Недоліком даної схеми є те, що при підключенні до виходу (тобто 
до ємності С) опору навантаження спотворюється лінійність вихідної 
напруги, незручність управління, рівень нелінійних спотворень, малий 
діапазон частот, незручність управління. 
 
1.2.4. Двотональний генератор 
 Цей генератор володіє високою стабільністю генерування частот, 
малими нелінійними спотвореннями і низькою споживаною потужністю. 
Ось його основні технічні характеристики: 
• Частоти в режимі двотонального генератора, Гц ........... 1700, 2400 
• Частота в режимі однотональний генератора, Гц .................... 1700 
• Максимальна вихідна напруга, мВ ........................................ 10; 100 
• Нелінійні спотворення% ................................................................... 1 
• Напруга живлення, В .................................................................. 5 ... 7 
• Струм, мА ..................................................................................... 3 ... 5 
Основою електричної принципової схеми є генератор DTMF 
(Dual-Tone-Multi-Frequency) сигналів на мікросхемі ВТ91531 
(вітчизняний аналог КР1008ВЖ19). 
Для отримання режиму безперервної генерації двотонального і 
однотональний сигналів без застосування мікроконтролера необхідні 
сигнали управління та режимів у схемі формуються мікросхемою DD1 і 
29 
 
кнопками SВ1 "1 тон" і SВ2 "2 тони". З виведення 4 мікросхеми DD1 на 
вхід 2  
мікросхеми DD2 подається імпульс на зчитування чотирирозрядний 
коду,  
встановленого на інформаційних входах D0 ... D3 і Т / Р. Лічені код 
надходить на цифровий синтезатор перетворює частоту кварцового 
генератора в пару низькочастотних синусоїдальних сигналів які і 
являють собою двотональний сигнал. 
Для отримання необхідних частот двотонального сигналу зручних 
для налаштування, у пристрої застосований кварцовий резонатор з 
частотою 6,5 МГц. У цьому випадку пристроєм генерується частоти 1,7 
кГц (нижня) і 2,4 кГц (верхня), а для їх отримання на інформаційних 
входах D0 ... D3 мікросхеми DD2 встановлено низький рівень, шляхом 
з'єднання її висновків 5 - 8 із загальним проводом. 
 
Рис..1.11. Схема електрична принципова двотонального генератора 
30 
 
Частота кварцового резонатора в пристрої не критична і може 
лежати в межах 6 ... 6,5 МГц. Так, при частоті кварцового резонатора 6 
МГц, нижня частота синусоїдального сигналу буде дорівнює 1,6 кГц, а 
верхня - 2,2 кГц. При необхідності плавного перебудови двотонального 
генератора в діапазоні частот можна подати на вхід OSC1 мікросхеми 
DD2 (вив. 11) сигнал від зовнішнього генератора через розділовий 
конденсатор 0,1 мкФ. 
Сформований двотональний сигнал з виходу мікросхеми DD2 
(вив.15) через конденсатор С5, фільтр R5С6 і дільник R6R9 надходить 
на вихідний роз'єм Х1. Перемикач SW1 дозволяє отримати два діапазони 
вихідних напруг: 0 ... 10 мВ і 0 ... 100 мВ. Плавне регулювання вихідної 
напруги виконують змінним резистором R9. 
Для отримання однотональний сигналу нижньої частоти треба 
подати на висновок 3 мікросхеми DD2 сигнал низького логічного рівня 
(натиснути кнопку SВ1). Для повернення в режим генерації 
двотонального сигналу необхідно натиснути на кнопку SВ2, тобто 
відключити і знову включити живлення мікросхеми і тим самим 
встановити мікросхему в початковий стан. Індикацію включення 
режиму однотональний генерації виконує світлодіод HL1, з'єднаний 
через струмообмежувальні резистор R8 з виведенням 9 мікросхемми 
DD2, на якому в однотональний режимі присутній імпульсний сигнал 
прямокутної форми. 
Недоліком даної схеми є малий діапазон частот, незручність 
управління. Також при підключенні до виходу опору навантаження 
спотворюється лінійність вихідної напруги. Його недолік - низька 
амплітуда вихідного сигналу, яка може бути збільшена шляхом 
застосування додаткового каскаду підсилення, але це призведе до 
суттєвого зменшення смуги пропускання. 
31 
 
 
РОЗДІЛ 2 
АЛГОРИТМ ЦИФРОВОГО КЕРУВАННЯ ПАРАМЕТРАМИ 
ІМПУЛЬСІВ 
 
2.1 Архітектура та параметри для контролю цифрового генератора 
В кваліфікаційній роботі магістра запропоновано алгоритм для 
цифрового керування параметрами імпульсів (амплітуда, тривалість / 
ширина, частота, скважність) з використанням мікроконтролера (MCU) 
або ПЛІ дозволяє змінювати характеристики в режимі реальної години. 
Архітектура. Вхід керування: інтерфейс для зміни параметрів у 
реальному часі (UART/USB/SPI/I²C/ethernet/GUI). Вхід керування: 
інтерфейс для зміни параметрів у реальному часі 
(UART/USB/SPI/I²C/ethernet/GUI). Генератор імпульсів: MCU : апаратні 
таймери + PWM / DAC + DMA для неперервних оновлень. FPGA : 
лічильники + компаратори (PWM), або DDS (цифровий синтезатор 
частоти) + масштабування амплітуди + ЦАП/RC. 
Механізм оновлення параметрів: double-buffering або shadow-
registers → оновлення тільки на межі періоду для уникнення артефактів. 
Плавні переходи: лінійна/експоненційна інтерполяція (ramp) для 
амплітуди та частоти, щоб уникнути стрибків. 
Моніторинг: ліміти, аварійна зупинка, контроль цілісності команд. 
Параметри для контролю цифрового генератора: 
Частота f  (Гц); 
Період  T=1/f; 
Тривалість / ширина імпульсу tont (с); 
Скважність / коефіцієнт заповнення D=ton/T (у %); 
Амплітуда A (цифрове значення для ЦАП/PWM); 
Фаза (опційно) — для синхронізації кількох каналів. 
32 
 
Компоненти: Апаратний таймер із PWM режимом (може бути 
кілька каналів); ЦАП (якщо потрібна аналогова амплітуда) або 
апаратний/швидкий PWM із фільтром; DMA для передачі буферів у 
ЦАП або таймер (генерація складнішої форми); переривання або RTOS 
task для обробки команд. 
Алгоритм: 
1. Ініціалізація: налаштувати таймер, прескалер, ARR, PWM-
канал; ініціалізувати DAC/DMA; відкрити інтерфейс 
управління. 
2. Зчитування команд (вхід): команда зі значеннями (f, D, A, 
t_on). Команди можуть прийти з UART/USB/SPI/ethernet. 
3. Валідація: перевірити ліміти (min/max частота, max 
амплітуда). 
4. Обчислити нові ARR і CCR (див. формули) покроково . 
5. Записати нові значення у shadow реєстрі (або в буфер DMA). 
Чекати межу періоду / використовувати апаратний механізм 
оновлення (many MCUs мають shadow load) - обновити в 
момент перезавантаження таймера. 
6. Для плавного переходу: якщо зміна велика, генеруєш масив 
проміжних CCR/A значень і подаєш їх через DMA у DAC 
або оновлюєш CCR за таймерним інтерв'алом до досягнення 
цільового значення. 
7. Моніторинг: якщо активований захист — припинити, 
генерувати помилку. 
Приклад: 
// псевдокод 
struct Params { float freq; float duty; float amp; }; 
volatile Params current, shadow; 
void on_command_received(Params p) { 
33 
 
  // валідація 
  if (p.freq < FREQ_MIN || p.freq > FREQ_MAX) return; 
  // розрахунок 
  uint32_t tick = FCLK / (PRESCALER + 1); 
  uint32_t Nperiod = tick / (uint32_t)(p.freq + 0.5f); 
  uint32_t ARR = Nperiod - 1; 
  uint32_t CCR = (uint32_t)((p.duty) * (ARR + 1) + 0.5f); 
  // запис у shadow 
  shadow.ARR = ARR; shadow.CCR = CCR; shadow.amp = 
amp_to_dac(p.amp); 
  // якщо потрібно плавний перехід, запустити ramp_task() 
  start_ramp_if_needed(); 
} 
// виконується в контексті таймера або RTOS 
void update_from_shadow_on_period_boundary() { 
  timer->ARR = shadow.ARR; // апаратно відбувається в момент 
оновлення 
  timer->CCR = shadow.CCR; 
  dac_write(shadow.amp); 
} 
Поради: 
Використовувати DMA для feed-у ЦАПу/таймеру при генерації 
складних/змінних форм. 
Уникати оновлення CCR/ARR усередині періоду — лише на межі 
періоду. 
Використовувати апаратні «shadow registers» якщо MCU 
підтримує (саме для безшовного оновлення). 
Реалізація на FPGA (архітектура) 
34 
 
Перевага FPGA — мікросекундна/наносекундна точність, 
паралелізм, висока розподільча здатність PWM/DDS. Два популярні 
підходи: PWM-лічильник + компаратор та N-бітний лічильник, 
компаратор порівнює з пороговим значенням (compare). 
Duty визначається compare. Частота контролюється тактовим 
діленням (prescaler) чи зовнішнім генератором. Амплитуда: PWM - 
низькопропусковий аналоговий фільтр (RC) або використання 
мультибіту DAC за бінарною формулою. DDS (Phase accumulator + 
LUT). Накопичувач фази (phase accumulator) додає phase_incна кожний 
такт; старші біти індексують LUT для форми импульсу; amplitude scaling 
множити вихід LUT. Частота пропорційна phase_inc. Підійде для 
синусоїди/спайків/складних форм. Для импульсу LUT може містити 
форму прямокутника з керуванням завширшки. 
Критичні моменти FPGA: 
Змінювати compare, phase_inc, amplitudeатомарно або оновлювати 
shadow register на синхронному фронті. Для плавних переходів робити 
лінійні інтерполяції у логіці (ramp counter). Можна реалізувати декілька 
каналів паралельно. Приклад Verilog-синопсис (скелет PWM+shadow): 
module pwm_channel #( 
  parameter N = 16 
)( 
  input clk, 
  input rst, 
  input [N-1:0] compare_shadow, // записується косвенно 
  input update_shadow, 
  output pwm_out 
); 
  reg [N-1:0] counter; 
  reg [N-1:0] compare_reg; 
35 
 
  always @(posedge clk) begin 
    if (rst) counter <= 0; 
    else counter <= counter + 1; 
  end 
  // shadow update at rollover 
  wire rollover = (counter == {N{1'b1}}); 
  always @(posedge clk) begin 
    if (rst) compare_reg <= 0; 
    else if (rollover && update_shadow) compare_reg <= 
compare_shadow; 
  end 
  assign pwm_out = (counter < compare_reg) ? 1'b1 : 1'b0; 
endmodule 
Це оновлює compare_regлише у момент rollover — отже немає 
артефактів. Раптові зміни можуть спричиняти перехідні явища. Тому за 
командою на зміну встановлюємо delta = target - current. Кожний період 
(або кожні M тактів) додаємо step до потокового значення, доки не 
досягнемо цілі. Для частоти: змінюємо phase_incабо ARR кроками; для 
амплитуди - змінюємо DAC-код або PWM-compare. Забезпечуємо, щоб 
ramp rate обмежувався апаратними лімітами (наприклад, швидкість 
дроселювання підсилювача, ADC/DAC). Запропоновано просту 
структуру команд (можна відправляти JSON або бінар): 
SET PARAM {channel, freq_Hz, duty_percent, amp_volt} 
RAMP {channel, param, target, duration_ms} 
STOP {channel} 
STATUS?→ повертає поточні параметри 
Приклад текстової команди (UART):  
SET 1 F=1000 D=30 A=2.5\nканал 1, 1000Hz, 30% duty, 2.5V. 
Практичні поради та обмеження 
36 
 
Розрядність : PWM розрядність визначає точність duty. 12–16 біт у 
FPGA чи апаратних таймерах дають хорошу точність. 
Амплітуда : MCU DAC звичайно 12 біт; для вищої якості 
використовуй зовнішній ЦАП або FPGA+R-обхід (R-2R). 
Швидкість оновлення параметрів : оновлення ARR/CCR частіше 
ніж 1/півперіоду може викликати небажані артефакти; оновлюй на межі 
періоду. 
Згладжування : для PWM→аналог використовуй LPF з правильно 
підібраною частотою зрізу (значно нижче за частоту PWM гармонік). 
Затримки : затримки DAC та фільтра при швидких змінах. 
Синхронізація : якщо є багато каналів — синхронізуй через 
глобальну LSB-перерву або через спільний лічильник. 
Реалізація:  
MCU : STM32 (таймери з shadow, DMA, DAC) - використовувати 
таймер у PWM-mode, DMA оновлює CCR для форм, повільні зміни 
через interrupt tick. 
FPGA : Xilinx/Intel - реалізувати N-bit PWM модуль або DDS; 
інтерфейс UART/AXI для оновлення параметрів; amplitude via parallel 
DAC або delta-sigma. 
Гібрид : MCU формує "високо рівніві" параметри та керує FPGA, 
яка робить високоточну генерацію. 
Приклад: MCU (розрахунок): 
Параметри: Fclk = 72 000 000 Гц, f =2 000 Гц, duty = 25%. 
Обираємо прескалер:  
P=71→Ftick=72,000,000 / 72 = 1 ,000 ,000 Гц. 
Nperiod=1,000,000/2,000=500. 
ARR=500−1=499. 
CCR для 25%:CCR=round(0.25∗(499+1))=round(0.25∗500)=125.CCR 
= 125. 
37 
 
Прикладні шаблони коду 
MCU: псевдо-C (оновлення на межі періоду) 
// запускаємо таймер; пріоритет: оновлення лише на reload event 
void timer_update_handler() { 
  if (shadow_update_pending && timer_reload_event()) { 
    TIM->ARR = shadow.ARR; 
    TIM->CCR1 = shadow.CCR1; 
    DMA->start_if_needed(...); // для DAC waveform 
    shadow_update_pending = false; 
  } 
} 
FPGA: Verilog (ramp + DDS idea) 
// sketch: phase accumulator 
reg [31:0] phase_acc; 
reg [31:0] phase_inc; // задає частоту 
always @(posedge clk) begin 
  if (rst) phase_acc <= 0; 
  else phase_acc <= phase_acc + phase_inc; 
end 
wire [N-1:0] idx = phase_acc[31: (32-N)]; // старші біти -> LUT index 
wire [M-1:0] lut_val = sine_lut[idx]; // або rectangular LUT 
wire [M-1:0] out = (lut_val * amplitude) >> SCALE; 
Тестування та налагодження:  починаючи з повільної частоти 
(наприклад 1–10 Hz) — візуалізація на осцилографі. Перевірити 
оновлення параметрів у різних фазах періоду. Перевірирти крайні 
випадки: мінімальна ширина імпульсу, максимальна частота, 
максимальна амплітуда. Налаштування фільтра після PWM якщо 
використовують аналогову амплітуду. 
Порівняльний аналіз MCU та FPGA: 
38 
 
MCU - простіший, швидкий старт, підходить для частот до 
десятків/сотень кГц (залежити від MCU). Хороший коли потрібен 
інтерфейс та процесинг. 
FPGA – для ультра точних таймінгів, високих частот, 
багатоканальної паралельної генерації, високої розрядності PWM/DDS. 
Комбінація : MCU дає інтерфейс/логіку високого рівня, FPGA – 
генерацію хвиль. 
Існує велике число варіантів побудови генераторів, які 
задовольняють різним вимогам і мають ті чи інші переваги і недоліки, 
що були розглянуті в попередньому розділі, також визначили область їх 
застосування. Основні недоліки аналогів (складність ремонту, 
незручність управління, рівень нелінійних спотворень синусоїдального 
сигналу і обмежений частотний діапазон в області ультразвукових 
частот, кількість піддіапазонів, паразитні коливання амплітуди сигналу 
генератора, деталі стабілізації амплітуди ускладнюють генератор, 
залежність амплітуди вихідного сигналу від напруги живлення, та 
нестабільність температурного режиму мікросхеми і т.д.). 
Спроектуємо пристрій, який усуває ряд недоліків розглянутих в 
аналогах. 
2.2 Обгрунтування технічного завдання 
Генератор імпульсний з цифровим управлінням являє собою 
імпульсний генератор, що надає можливість регулювати частоту 
вихідних імпульсів, їх тривалість, амплітуду, а також виробляти зсув 
отриманої імпульсної послідовності щодо нуля. 
Технічні характеристики генератора:  
 Напруга живлення, В                                    +5, ±12 
 Струм споживання, А,    не більше0,25 
Шина даних(ліній)      16 
Шина адреси(ліній)                                                 4 
39 
 
Частота вихідних імпульсів               30Гц – 2МГц 
Максимальна амплітуда імпульсів   ±12В 
 Вихідна напруга, В           ±6,8 
Пристрій використовує десять ліній даних D0-D9 і п'ять адресних 
ліній A0-A4, а також сигнал управління IOW низького рівня і линиї 
живлення на        ± 12В і + 5В: 
2.3 Розробка структурної схеми виробу 
Структурно імпульсний генератор складається з наступних вузлів: 
• блок керування 
• блок індикації 
• блок живлення 
• мікроконтроллер 
• дешифратор адреси; 
• програмований генератор; 
• дворівневий компаратор; 
• програмований підсилювач; 
• програмоване джерело постійної напруги; 
• сумматор напруг; 
Блок керування призначений для регулювання частоти вихідних   
імпульсів, їх тривалість, амплітуду, а також виробляти зсув отриманої 
імпульсної послідовності щодо нуля. 
Блок живлення  реалізований на 3-х мікросхемах LM7812, LM7912, 
LM7805, який в свою чергу забезпечують стабілізацію напруги +5V,-
12V, +12V. 
Блок індикації представляє собою рідкокристалічний індикатор 16х2, 
який в реальному часі відображає інформацію задану на клавіатурі. 
Дешифратор адреси призначений для вибору блоку генератора 
(імпульсного) з усього адресного простору мікроконтроллера Atmega16. 
40 
 
На дешифратор адреси подається чотирьохрозрядний код з інтерфейсу 
установки. Дешифратор адреси генератора імпульсів з цифровим 
управлінням повинен виділити запис даних в один з вузлів: 
програмований генератор, програмований підсилювач або програмоване 
джерело постійної напруги. 
Програмований генератор є основою всього модуля. Він виробляє 
послідовність однополярних імпульсних сигналів з регульованою 
частотою і тривалістю імпульсів. 
Завданням дворівневого компаратора є перетворення однополярної 
імпульсної послідовності, що надходить на його вхід з програмованого 
генератора, в двополярний сигнал на виході. 
З дворівневого компаратора сигнал надходить на програмований 
підсилювач, за допомогою якого задається його амплітуда. 
Програмоване джерело постійної напруги виробляє постійну напругу, 
регульовану по амплітуді, яка є напругою зміщення. 
Далі, потрапивши на суматор напруг, імпульсний сигнал, що 
надходить з програмованого підсилювача, складається з постійною 
напругою зсуву. На виході суматора присутній імпульсний сигнал, 
зміщений відносно нуля на величину напруги зсуву. 
 
41 
 
 
42 
 
Рис. 2.1. Структурна схема імпульсного генератора з цифровим керуванням 
РОЗДІЛ 3. 
РОЗРОБКА МОДЕЛІ ІМПУЛЬСНОГО ГЕНЕРАТОРА З 
ЦИФРОВИМ КЕРУВАННЯМ 
 
3.1. Розробка мікроконтроллера 
 
Після розробки та аналізу структурної схеми, переходимо 
розробки схеми електричної принципової, яка буде відповідати 
структурній схемі та технічному завданню. 
Найголовніший блок структурної схеми це мікроконтроллер, тому 
при розробці схеми електричної принципової потрібно відштовхуватись 
від нього. 
Розглянувши аналоги та документацію на різніх типах генераторів 
та мікросхем вибираємо мікросхему Atmega16A, яка повністю підходить 
для розробки даного приладу. Залишається розробити схемо-технічне 
рішення цієї мікросхеми, щоб забезпечити керування мікросхемою, та 
забезпечити вихідну напругу згідно технічного завдання. 
Мікроконтроллер (Atmega 16А) це малопотужний КМОП 8 
розрядний мікроконтролер на розширеній основі Atmel AVR. 
Виконуючи одну повноцінну інструкцію за один такт, ATmega 16А 
досягає продуктивності 1 MIPS на МГц, дозволяючи розробникам 
систем оптимізувати енергоспоживання в порівнянні з швидкістю 
обробки. 
Ядро AVR поєднує багатий набір інструкцій з 32 працюючих 
регістрів загального призначення. Усі 32 регістра безпосередньо 
підключені до арифметико-логічного пристрою (АЛП), що дає двом 
незалежним регістрам  в одній інструкції виконуватися в одному циклі. 
В результаті архітектура є більш ефективною при досягненні 
43 
 
продуктивності до десяти разів швидше, ніж звичайні CISC 
мікроконтролери. 
Основні параметри мікросхеми: 
• Робочі напруги: 4,5 — 5,5 В 
• Температурний діапазон: - Від -40 °C до 85 °C 
• Оцінка швидкості: - 0 - 4 МГц @ 1,8 - 5,5, 0 - 10 МГц @ 2.7V - 
5.5V 
• Робоча частота 0 — 16 МГц 
 
 
Рис. 3.1. Схема електричної принципової Atmega16A 
 
44 
 
3.2. Розробка дешифратора адреси 
Розглянувши аналоги для побудови дешифратора адреси 
імпульсного генератора виберемо мікросхему КР1533ИД4, яка повністю 
підходить для розробки даного приладу. 
Дешифратор адреси призначений для вибору блоку генератора 
(імпульсного) з усього адресного простору мікроконтроллера. На 
дешифратор адреси подається чотирьохрозрядний код з інтерфейсу 
установки. Дешифратор адреси повинен виділити запис даних в 
програмований генератор. Мікросхема має два адресних входу А0 і А1  
(виводи 3, 13). Вони служать для одночасного управління вихідними 
станами  
обох дешифраторів DCА і DCВ. У кожному дешифраторі є окремий 
стробуючий вхід ЕА і ЕВ (1-й і 2-й вивід), а також по одному 
інформаційного входу ЕА і ЕВ (14-й і 15-й виводи). 
 
 
Рис. 3.2. Електрична принципова дешифратора адреси 
Сигнали адреси А0-А4 з системної магістралі мікроконтроллера 
(Athmega16) надходять на дешифратор адреси, який призначений для 
вибірки генератора імпульсного з цифровим управлінням з адресного 
простору установки і для стробувания запису даних в один з вузлів: 
45 
 
програмований генератор (ПГ), програмований підсилювач (ПП) або в 
програмований джерело постійної напруги (ПДПН). Основою 
дешифратора адреси є мікросхема (DD3). У схему дешифратора адреси 
включемо мікросхеми КР1533ЛЕ1 (DD4) і КР1533ЛА3 (DD5), для того 
щоб забезпечити стробування запису даних. 
Мікросхеми КР1533ЛЕ1 (DD4) і КР1533ЛА3 (DD5) призначені 
забезпечити стробування запису даних за наступними адресами: 0Х308 - 
0Х30А - в програмований генератор імпульсів, 0Х30В (0Х30D) - в 
програмований підсилювач, 0Х30Е (0Х30F) - в програмований джерело 
постійної напруги. Дані в програмований генератор КР580ВИ53 (DD6) 
подаються з магістралі даних через буферний підсилювач DD2 
(мікросхема КР1533ИР23). 
 
 
Рис. 3.3. Електрична принципова мікросхем І-НІ та АБО-НІ 
 
Таким чином забезпечується передача даних від мікроконтроллера 
до програмованого таймера. 
Розраховуємо споживану потужність Pn, мВт, для кожної цифрової 
мікросхеми за формулою 
46 
 
Pn=Iпот iUпит i,                                                   (1) 
де n- позиційне позначення мікросхеми; 
Iпот i –  струм, споживаний i-ой мікросхемою, мА. 
Uпит i – напруга живлення i-ой мікросхеми, В. 
PDD2=75=35 мВт                                              (1) 
 
3.3. Розробка програмованого генератора 
Розглянувши аналоги для побудови програмованого генератора 
вибераємо мікросхему КР580ВИ53, яка повністю підходить для 
розробки даного приладу. 
Мікросхема КР580ВИ53 – трьохканальний програмований 
пристрій, призначений для організації роботи мікропроцесорних систем 
в режимі реального часу. Мікросхема формує сигнали з різними 
часовими параметрами. Мікросхема виконана за n - технологію в 24 – 
вивідному корпусі і має єдине джерело живлення +5В. Даний таймер 
призначений для організації роботи мікропроцесорних систем в режимі 
реального часу і дозволяє формувати сигнали з різними тимчасовими 
характеристиками. До складу входять три 16-розрядних віднімається 
лічильника з частотою рахунку по входу CLK до 2МГц. Кожен з 
лічильників може працювати незалежно від інших в одному з 6-ти 
програмно заданих режимів: в режимі   0 – програмована затримка; в 
режимі 1 – програмуований ждущий мультивибратор; в режимі 2 – 
програмований гениратор тактових сигналів; в режимі 3 – генератор 
прямокутних сигналів; в режимі 4 програмно-керований строб; в режимі 
5 апаратно-керований строб. Управління режимами здійснюється за 
допомогою керуючих слів CW, які окрім режиму роботи визначають код 
лічильника (двійковий або 2/10) і формат обміну даними з МП при 
операціях з лічильниками: тільки старшим байтом, тільки молодшим 
байтом або всім словом (поле RL) 
47 
 
Основні параметри мікросхеми: 
• Напруга живлення логічного нуля U=0,4 В. 
• Напруга живлення логічної одиниці U=2,4 В. 
• Струм споживання I=115 мA 
• Вхідний струм I= 10 мA 
• Струм витоку на виходах I= -1,5…1,5 мA 
 
Рис. 3.4. Схема електрична принципова мікросхеми КР580ВИ53 
 
Таблиця 3.1 
Технологічні характеристики мікросхеми КР580ВИ53 
Позначення Номер Призначення вивода 
вивода контакта 
D(7-0) 1;2;3;4;5;6;7;8 Канал даних 
RD 22 Сигнал "читання" 
WR 23 Сигнал "запис" 
А0,А1 19; 20 Адресні входи, вибираючі один 
з каналов ПТ або управляючий 
48 
 
регістр 
CS 21 Вибір микросхеми 
CLK0-CLK2 9; 15; 18 Входи синхронизації 
лічильників 
CATE0- 11; 14; 16 Входи управлінння лічильників 
CATE2 
OUT0-OUT2 10; 13; 17 Вихідні сигнали лічильників 
Uсс 24 Напруга живлення (+5 В) 
GND 12 Напруга живлення (0 В) 
 
Структурна схема програмованого генератора представлена на 
рис. 3.4. Блок логіки читання-запису управляє обміном даними між 
трьома лічильниками і шиною даних. Регістр управління дозволяє 
програмно налаштувати будь-який з трьох лічильників на бажаний 
режим роботи. 
До складу ПТ входить буфер каналу даних, логіка читання / 
запису, що визначає, до якого каналу звертається процесор, і трьох 
незалежних каналів. Кожен канал включає в себе 16-розрядний 
лічильник, регістр режиму, схему управління і схему синхронізації. 
До складу лічильника входять регістр зберігання, буферний 
регістр і власне лічильник. Регістр зберігання містить значення 
константи рахунку. На початку циклу роботи каналу константа рахунки 
з регістра зберігання переписується в лічильник, і потім по тактових 
імпульсах на вході CLK відбувається декремент вмісту лічильника. 
Вміст лічильника в будь-який момент часу може бути переписано в 
49 
 
буферний регістр і прочитано процесором. У регістр режиму 
записується керуюче слово, яке визначає режим роботи каналу. Схема 
управління синхронізує роботу окремих схем відповідно до 
запрограмованого режимом роботи і роботу каналу з роботою 
процесора. Схема синхронізації формує серію внутрішніх імпульсів з 
тривалістю, визначеною внутрішніми часозадаючим ланцюгами, і 
періодом, рівним періоду зовнішніх тактових імпульсів.  
 
Рис.3.5. Структурна схема програмованого генератора 
 
Для того щоб дані подавалися в програмований генератор з 
магістралі даних мікроконтроллера використаємо буферний підсилювач 
і тому вибираємо мікросхему КР1533ИР23, яка повністю підходить для 
розробки даного приладу. 
 
50 
 
 
Рис. 3.6. Електрична принципова буферного підсилювача 
 
Ця мікросхема містить вісім двонапрямлених шинних 
підсилювачів з трьома станами виходів. Вона має 2 входи управління: 
ЕАВ (1-й вивід) - вхід керування напрямком передачі і Е0 (19-й вивід) - 
перемикання виходів у третє високоомне положеня. На 1-й вивід 
мікросхеми подається сигнал логічної одиниці через резистор R5 до 
джерела живлення + 5В для фіксування напрямку передачі даних. 
Розраховуємо споживану потужність Pn, мВт, для кожної цифрової 
мікросхеми за формулою: 
Pn=Iпот iUпит i,                                  (3.1) 
де n- позиційне позначення мікросхеми; 
Iпот i –  струм, споживаний i-ой мікросхемою, мА. 
Uпит i – напруга живлення i-ой мікросхеми, В. 
PDD2=905=450 мВт                                             (3.2) 
51 
 
 
Мікросхема DD6 являє собою програмований інтервальний таймер 
(ПІТ) КР580ВИ53, що є основою всього генератора імпульсного з 
цифровим управлінням. Його зв'язок з ЕОМ здійснюється через 8-
розрядну двонаправленную шину даних D0-D7 під управлінням п'яти 
сигналів A0, A1, CS і WR. Всі керуючі сигнали крім CS подаються з 
системної магістралі, а останній - з дешифратора адреси (6-го виводу 
мікросхеми DD4.2). 
Лічильник СТ0 в даному випадку не задіяний, а СТ1 включений 
таким чином, що його вихід OUT1 з'єднаний зі входом GATE лічильника 
СТ2. На вхід GATE лічильників Ст0 і СТ1 (виводи 11 і 14 відповідно 
мікросхеми DD5) подається сигнал логічної одиниці через резистор R6 з 
джерела живлення + 5В. 
Лічильник СТ1 програмується на другий режим роботи 
(програмований генератор тактових сигналів) шляхом запису даних 7С 
за адресою 0х30В за допомогою вищеописаних програм. В даному 
режимі лічильник СТ1 генерує сигнал L-рівня з частотою в N разів 
менше частоти тактових імпульсів CLK, що подаються на вхід 
синхронізації лічильника СТ1 (вивід 15 мікросхеми DD6). Коефіцієнт 
розподілу - N  задається шляхом запису даних за адресою 0х309. При 
цьому запис даних необхідно здійснювати таким чином: спочатку 
записується молодший байт даних, а наступним циклом запису даних за 
тією ж адресою необхідно здійснити запис старшого байта даних. 
Лічильник СТ2 програмується на перший режим роботи 
(програмований мультивибратор). На його вхід GATE (вивід 16) 
подається імпульсна послідовність з виходу СТ1 (вивід 13), а на вхід 
CLK1 (вивід 18) подаються імпульси синхронізації з системної 
магістралі частотою 2МГц. У даному режимі при Н-рівні сигналу GATE 
на виході OUT формується негативний імпульс тривалістю N періодів 
52 
 
синхроімпульсів CLK. Таким чином, за допомогою програмування 
лічильника СТ1, змінюється частота проходження вироблюваних 
імпульсів, а при програмуванні лічильника СТ2 здійснюється зміна 
тривалості імпульсів. В результаті, на виході програмованого генератора 
(вивід 17 мікросхеми DD6) буде присутній однополярний імпульсний 
сигнал з програмно-регульованою тривалістю і частотою проходження 
імпульсів. 
Розраховуємо споживану потужність Pn, мВт, для кожної цифрової 
мікросхеми DD5 за формулою: 
Pn=Iпот iUпит i, 
де n- позиційне позначення мікросхеми; 
Iпот i –  струм, споживаний i-ой мікросхемою, мА. 
Uпит i – напруга живлення i-ой мікросхеми, В. 
PDD6=505=250 мВт                                             (3.3) 
 
3.4. Розробка двохрівневого компаратора 
При розробці двохрівневого компаратора застосуємо операційний 
підсилювач, так як він має великий вхідний опір і має підвищену 
швидкодю в порівнянні з мікросхемами 140-ї серії . Компаратор 
побудований на мікросхемі К544УД2 (DA1), яка є широкосмуговим 
операційним диференціальним підсилювачем. Завданням двохрівневого 
компаратора є перетворення однополярного сигналу на вході в 
біполярний сигнал на виході. 
З виходу програмованого інтервального генератора імпульсна 
послідовність надходить на дворівневий компаратор. 
53 
 
 
Рис.3.7. Схема електрична принципова двохрівневого компаратора. 
Для аналогових мікросхем споживану потужність PDAi, мВт, 
беремо з довідника. 
PDА1= =260 мВт                                          (3.4) 
Для стабілітрона VD1 розраховуємо споживану потужність PVD1, мВт, за 
формулою: 
РVD1=Iст·Uст.ном., 
де Iст  - струм стабілізації стабілітрона, мА; 
Uст.ном - номінальна напруга стабілізації, В. 
РVD19=50·3,3=16,5 мВт                                       (3.5) 
 
 
54 
 
 
55 
 
Рис. 3.8. Схема електрична принципова вхідних кіл імпульсного генератора з цифровим керуванням 
 
3.5. Розробка програмованого підсилювача 
 
Розглянувши аналоги для побудови у модулі використовуємо 
цифро-аналоговий перетворювач К572ПА1, який є 10-розряднимим 
помножуючим ЦАП, і призначений для перетворення прямого 
паралельного коду на цифрових входах в струм на аналоговому виході. 
Програмований підсилювач реалізований на цифро-аналоговому 
перетворювачі К572ПА1 (DA7). 
ЦАП - це пристрій, що перетворює цифровий код у струм на 
виході. Він містить резисторну матрицю, ключі струму і пристрій 
керування.  
 
 
Рис. 3.9. Схема електрична принципова програмованого підсилювача 
 
Для узгодження рівня логічного нуля і одиниці ТТЛ до входів 
ЦАП підключаються резистори R11...R20, підключені до джерела 
живлення +5 В. Вихідний сигнал у ЦАП пропорційна величині опорного 
напруги і бінарного коду, що подається на вхід. Таким чином, за 
56 
 
допомогою подачі на входи даних двійкового коду з буферного регістра, 
а на вхід опорної напруги (вивід 15) імпульсного сигналу з дворівневого 
компаратора, забезпечується регулювання вихідного сигналу по 
амплітуді. Для перетворення струму на виході ЦАП в напругу на його 
аналоговий вихід підключається операційний підсилювач К555УД2 
(DA7). На виході отримуємо імпульсний біполярний сигнал з 
регульованою амплітудою. 
 
 
 
Рис. 3.10. Операційний підсилювач DA8 
 
Дані на програмований підсилювач надходять з регістра даних, 
призначений для остаточного задання амплітуди імпульсної 
послідовності, яка надходить з дворівневого компаратора. 
 Для аналогових мікросхем споживану потужність PDAi, мВт, 
беремо з довідника. 
 
PDA7=30 мВт 
PDА8==260 мВт                                                 (3.6) 
 
57 
 
Розглянувши аналоги для побудови регістра даних 
програмованого підсилювача вибераємо мікросхеми КР1533ИР37 (DD9) 
і КР1533ТМ2 (DD10.1-2)., які повністю підходить для розробки даного 
приладу. 
 
Рис. 3.11. Регістр даних програмованого підсилювача 
 
DD9 - це восьмирозрядний регістр, має динамічний вхід 
синхронізації С і вхід управління третім високоомним станом (z - 
станом). На вхід подається постійна напруга низького рівня, щоб не 
допустити перехід виходів регістра в третьому високоомному стан. Для 
цього підключаємо 1-й вивід через резистор R1 на землю. На вхід С (11-
й вивід) надходить сигнал з дешифратора адреси (1-го виводу 
мікросхеми DD5.1) стробуючий запис молодших бітів даних D0-D7, що 
надходять з інтерфейсу мікроконтроллера, в регістр. 
Старші біти даних D8 і D9 надходять на входи D мікросхем 
DD10.1 і DD10.2 (на виводи 1 і 13 відповідно), яка являє собою два 
незалежних D-тригера, що мають загальну ланцюг живлення. На вхід З 
58 
 
подається стробуючий сигнал з того ж виходу дешифратора адреси, що і 
на регістр DD8. 
Розраховуємо споживану потужність Pn, мВт, для кожної цифрової 
мікросхеми за формулою 
 
Pn=Iпот iUпит i, 
PDD9=315=155 мВт                                              (3.7) 
 
 
Рис. 3.12. Електрична принципова мікросхем DD10 
 
 
59 
 
 
 
 
 
60 
 
Рис. 3.13. Схема електрична принципова вихідних кіл імпульсного генератора з цифровим керуванням 
 
 
3.6. Розробка програмованого джерела постійної напруги 
 
Розглянувши аналоги для побудови у модулі використовуємо 
цифро-аналоговий перетворювач К572ПА1, який є 10-розряднимим 
помножуючим ЦАП, і призначений для перетворення прямого 
паралельного коду на цифрових входах в струм на аналоговому виході. 
Програмоване джерело постійної напруги реалізуємо на цифро-
аналоговому перетворювачі К572ПА1 (DA6). 
 
 
Рис. 3.13. Схема електрична регістра даних 
 
Програмований джерело постійної напруги призначений для 
вироблення постійної напруги з можливістю його програмного 
регулювання. Вироблена постійна напруга надалі буде 
використовуватися в якості напруги зсуву для імпульсного сигналу. 
  Структура джерела постійної напруги аналогічна структурі 
програмованого підсилювача. Регістр даних програмованого джерела 
постійної напруги побудований на мікросхемах DA6 і DD7 аналогічно 
61 
 
регістру даних для ПП з тією лише різницею, що на входи запису даних 
подається стробуючий сигнал з іншого виходу дешифратора адреси (4-го 
виводу мікросхеми DD5.2). З виходу регістра дані подаються на ЦАП 
(DA6). 
 
 
 
Рис. 3.14. Схема електрична принципова ПДПН 
 
  На його вхід опорної напруги (15-й вивід) подається опорна 
напруга амплітудою 3,3В зі стабілітрона КС133 (VD20), підключеного 
до джерела живлення + 12В через обмежувальний резистор R21. Для 
перетворення струму на його виводах 1 і 2 до них підключемо 
операційний підсилювач К544УД2 (мікросхема DA10). 
 На виході буде присутня постійна напруга, амплітуда якого 
пропорційна бінарного коду, що подається на входи даних 
цифроаналогового перетворювача. Дана напруга повинна змінюватися в 
62 
 
межах від 0В при даних 000 на вході ЦАП до величини опорного 
напруги (3,3В) при записі в ЦАП даних FFF. 
Далі імпульсний сигнал з програмованого підсилювача і постійний 
сигнал з програмованого джерела постійної напруги надходять на 
суматор напруг. Даний суматор побудований на мікросхемі К544УД2 
(мікросхема DA9), включеної за схемою підсумовування вхідних напруг.  
 
 
Рис..3.15. Електрична принципова сумматора 
 
Для цього вхідні сигнали подаються на операційний підсилювач 
через резистори R23 і R24. Таким чином, на виході суматора буде 
отриманий імпульсний сигнал, що надходить з DA5, зміщений відносно 
нуля на рівень напруги, що надходить з програмованого джерела 
постійної напруги. 
Розраховуємо споживану потужність Pn, мВт, для кожної цифрової 
мікросхеми за формулою 
Pn=Iпот iUпит i, 
де n- позиційне позначення мікросхеми; 
Iпот i –  струм, споживаний i-ой мікросхемою, мА. 
63 
 
Uпит i – напруга живлення i-ой мікросхеми, В. 
PDD7=PDD9=315=155 мВт                                      (3.8) 
         Для аналогових мікросхем споживану потужність PDAi, мВт, беремо 
з довідника: 
PDА9=260 мВт                                               (3.9) 
PDА6 =30 мВт                                               (3.10) 
 
64 
 
 
 
65 
 
Рис. 3.16. Схема електрична принципова вихідних кіkімпульсного генератора з цифровим керуванням 
 
Розрахунок коефіцієнта передачі операційного підсилювача DA6. 
Коефіцієнт підсилення операційного підсилювача KUоп можна 
розрахувати за формулою 
R
K = ос ,  
Uоп
Rвх
де RОС– опір резистора включеного в ланцюг зворотного зв'язку, 
Ом; 
      RВХ– опір резистора на вході операційного підсилювача, Ом. 
       Для сумматора напруг, побудованого на операційному підсилювачі 
DA9, необхідний коефіцієнт посилення дорівнює одиниці. Тому Rос і 
Rвх повинні бути однакові, а значить R23 = R24 = R26. Вибираємо 
стандартні резистори з опором 10 кОм. 
        Розрахунок обмежувального резистора. 
        Виконаємо розрахунок обмежувального резистора для стабілітрона 
КС133А (VD20). Струм стабілізації даного стабілітрона лежить в межах 
від 3 до 81 мА. Выбираемо середнє значеня струму стабілізації 50 мА 
при напрузі джерела живлення (U) + 5В. розрахунок опору R 
обмежувального резистора здійснюється за формулою: 
 
U
R = , 
Iст
 
де IСТ – струм стабілізації стабілітрона. 
5
R = =100
−6   Ом                                       (3.11) 
50 10
 
Вибираємо стандартний резистор R20=100 Ом. 
 
66 
 
3.7. Розробка блоку керування імпульсного генератора з цифровим 
керуванням 
 
Так як даний тип мікросхеми не має змоги працювати без 
додаткової елементної бази, тому враховуючи всі частотні та паразитні 
зв’язки які можуть буди в даній схемі розробляю блок керування який 
приведений на рис 3.17 
Перш за все для дискретного перемикання частоти використовую 
галетний перемикач SA1 який має три положення. Що в свою чергу дає 
можливість регулювати частоту вихідних імпульсів, їх тривалість, 
амплітуду, а також виробляти зсув отриманої імпульсної послідовності 
щодо нуля. 
 
Рис. 3.17. Схема електрична принципова блоку керування 
 
Вхідний опір мікроконтроллера дуже велике, порядком декілька 
МОм тому використаємо підтягуюючі резистори запропоновані 
виробником(згідно Datasheet)  
67 
 
3.8. Розробка блоку індикації 
Блок індикації представляє собою рідкокристалічний індикатор 
16х2, який в реальному часі відображає інформацію задану на 
клавіатурі. 
Розглянувши аналоги та документацію різніх типів моніторів 
вибираємо LCD 16x2, яка повністю підходить для розробки даного 
приладу. 
Характеристики монітора: 
• Формат 16x2 символів 
• Технологія STN, Parallel Interface 
• Контролер SPLC780D1 
• Інтерфейс 8-біт паралельний інтерфейс 
• Колір Чорний текст на зеленому фоні 
• підсвічування світлодіодне 
• Кут огляду 180 
• Напруга живлення 5 В 
• Робоча температура -20 ~ 70 
• Температура зберігання -30 ~ 80 
 
Рис. 3.18. Схема електрична принципова блоку індикації 
68 
 
 
3.9. Розробка блоку живлення 
 
Для нормальної роботи генератора потрібно розробити блок 
живлення, який повністю буде сприяти нормальній роботі генератора 
потрібно, щоб в нього був запас по потужності, малий коефієнт 
пульсацій, великий коефіцієнт стабілізації. 
Схема яка розробляєсться приведена на рисунку 3.19 
 
 
 
Рис. 3.19. Схема електрична принципова блока живлення 
 
Для розрахунку трансформатора маємо такі дані: 
• Напруга мережі U1=220 В. 
• Частота мережі f=50 Гц. 
• Напруги на вторинних обмотках U2=U3=U4 =12В. 
• Сила струму на вторинних обмотках І2=І3=I4=0,5 А. 
Розрахунок трансформатора проводиться по літературі [7 ] 
69 
 
1. Розраховуємо сумарну потужність вторинних обмоток 
трансформатора: 
S = S + S = 6+6+6 =18  Вт    (3.12) 
тр 2 3
S2 = S3 = 0,518=9 Вт.      
В відповідності з приведеною таблицьою 1.1в [7] , вибираємо 
магніто провід, марку сталі, товщину пластин з урахуванням частоти. 
• Обираємо марку сталі- Э41 
• Товщина якої- 0,5 мм. 
• σ-питомі втрати 2 (Вт/кг), 
 
2. Знаходимо основні розрахункові параметри 
трансформатора з виразу: 
1+ Sтр 102
1+ 0,6 18 102
QcQв =  =  = 6,825  см2. (3.13) 
 4,44  fc Bm  j Rc Rm 0,6 4,44 50 1,14 0,9 0,3
Де Q  і Q - площа поперечного перерізу стержню магнітопроводу і 
c в
площа вікна, см2; η- ККД трансформатора; Sтр – потужність 
трансформатора, Вт; 
fc -частота мережі, Гц; Bm - амплітуда магнітної індукції, Тл; j- щільність 
струму в обмотці, А/мм2; Rm  і Rc  - коефіцієнти заповнення міддю вікна 
осердя і сталлю площі поперечного перетину стержня магнітопроводу. 
3. Визначає амплітуду магнітної індукції Bm , ККД 
трансформатора  η щільність струму в обмотках j. З цією ціллю 
використовуємо графіки, приведені на малюнку 1.5 [7], які виражають 
залежність указаних параметрів від потужності трансформатора Sтр. 
Bm =1,1Тл; 
 = 0,6;       
j = 4  А/мм2; 
70 
 
4. Знаходимо коефіцієнт заповнення міддю вікна осердя Rm . 
Цей коефіцієнт залежить від діаметра проводу обмоток і потужності 
трансформатора (табл. 1.10, 1.11)[7]. 
Rm = 0,3 ; 
5. Значення коефіцієнта заповнення сталлю  перетину осердя 
визначаємо в залежності від товщини стальних листів (табл. 1.12)[7]. 
Rc = 0,9  
6. Використовуючи оптимальні відношення розмірів для 
трансформаторів (табл. 1,9) [7], визначаємо ширину стержня 
магнітопроводу: 
Q Q 6,825
a = c в
4 = 4 =1,285см .     (3.14) 
x  y  z 112.5
Де: 
х=c/a=16/16=1; y=b/a=16/16=1; z=h/a=40/16=2,5 (табл. 1.9) [7]. 
Використовуючи значення QcQв , по табл.1.5 [7] вибираємо магніто 
провід і виписуємо із таблиці всі довідникові дані, які необхідні для 
подальшого розрахунку (геометричних розмірів магнітопроводу, його 
перетин, вагу, середню довжину магнітної силової лінії і т.д). 
• Позначення магніто проводу Ш16х16; 
• Габаритні розміри (мм): 
а=16, b=16,h-40, c-16, C-64, H-56; 
• Активна площа перетину середнього стержня: Qc = 2,33 см2 
. 
• Середня довжина магнітної силової лінії lср=13,7см; 
• Активний об’єм магнітопроводу Vст=32 см3; 
• Вага магніто проводу Gст=260 г; 
• Перетин сталі х перетин вікна Qc Q =16,6 см2 
в
71 
 
7. Визначаємо втрати в сталі Рст=σGст , де σ-питомі 
втрати(Вт/кг), які залежать від марки сталі, товщини пластин, 
магнітної індукції і частоти мережі; Gст- вага сталі магнітопроводу. 
Р =G =50,26 =1,3 .    (3.15) 
ст ст
8. Визначаємо струм холостого ходу. Для цього нам 
необхідно: 
а) Визначити активну складову струму холостого ходу, яку 
споживає трансформатор за рахунок втрат в сталі: 
Рст 1,3
і = 100 = 100 =10,83% .   (3.16) 
а.хол
Sтр 12
б) Визначаємо реактивну складову струму холостого ходу, 
виражену в відсотках від номінального струму: 
qстGст 40 0,26
ір.хол = 100 = 100 = 86,6 .   (3.17) 
Sтр 12
Де q - питома намагнічуюча потужність(Вт/кг), яка залежить від 
ст
 
марки сталі,частоти, конструкції магнітопроводу і магнітної індукції 
(рис. 1.7)[7]; 
в) Знаходимо струм холостого ходу, виражений в відсотках від 
номінального; 
і = і2 + і2 = 10,832 +86,62 = 87,27 .  (3.18) 
хол а.хол р.хол
9. Визначаємо значення струму первинної обмотки: 
Sтр 18
I1 = = = 0,135А.    (3.19) 
U1 cos1 220 0,6 cos0,9
Де cos - коефіцієнт потужності при частоті 50Гц cos = 0,85...0,95 ; 
Абсолютне значення струму холостого ходу дорівнює: 
і 87,27
Іхол =
хол  І1 = 0,135 = 0,117А.    (3.20) 
100 100
10. Струми в обмотках: 
72 
 
І1=0,146А ; І2 = І3=0,5А       
11. Поперечний перетин проводів обмоток (мм2); 
q = I / j        
q1=0.146/4=0.037 мм2;       (3.21) 
 
q2,3=0.5/4=0.125 мм2; 
По табл. 1.4 [7] визначаємо найближче до розрахункових значень 
стандартні перетини проводів для всіх обмоток і уточняємо марку 
проводу: 
• Вибираємо на первинну обмотку провід ПЕЛ з 
номінальним діаметром d ' = 0,2  мм максимальним діаметром d1 1
=0,225мм, вага 1м. g1=0,279 г. 
• Для вторинної обмотки вибираємо провід ПЕЛ з 
номінальним діаметром d ' = 0,38мм, максимальним діаметром d2 1
=0,42мм, вага 1м. g2 =1,01 г. 
12. Знаходимо амплітуду магнітного потоку в магнітопроводі 
трансформатора: 
 
 
13.  
Ф= ВQc.а =1,12,33= 2,563Вб  ;    (3.22) 
14. Визначаємо кількість витків кожної обмотки визначаємо 
за формулою: 
E 104
W i
i = ;     (3.23) 
4.44  fc Ф
219,12 104
W1 = = 3851витків. 
4.44 50 2,563
11,16 104
W2 = =196  
4.44 50 2,563
73 
 
і- номер обмотки, Ei -ЕРС відповідної обмотки; 
u
E i
i =Ui (1− ) ;     (3.24) 
100
12
E1 = 220  (1− ) = 219,12  В.      
100
16
E1 =12  (1− ) =11,16  В.       
100
u1 =12%  
u =16%  
2
U i - напруга на відповідній обмотці. 
15. Визначаємо число витків в одному слої кожної обмотки  
N: 
h
N = −1  ;      (3.25) 
i
Ry di
40
N1 = −1=160 витків; 
1,10,225
40
N2 = −1= 85  витків; 
1,10,42
R - коефіцієнт розбухання обмоток за рахунок нещільного 
y
прилягання слоїв (1,1-1,15). 
16. Визначаємо число слоїв обмоток: 
W
M = i
i  ;      (3.26) 
Ni
3851
M1 = = 24 ; 
160
196
M1 = = 2,4 ; 
85
17. Визначаємо радіальний розмір кожної обмотки : 
bi =1.2M idi  ;      (3.27) 
b1 =1.2240,225= 6,48; 
b ; 
2 =1.22,40,42=1,21
74 
 
b0 = (0,2...0,3) ; 
18. Визначаємо радіальний розмір обмоток: 
Потрібно щоб виконувалась умова с ≥ b  
р
bр = b1 +b2 +b + (n−1)b ;    (3.28) 
3 0
bр = 6,48+1,21+1,21+ (3−1) 0,2 = 9,3 ; 
Таким чином b не перевищує ширину вікна вибраного 
р
магнітопроводу, яка дорівнює 16 мм. 
Так як з трансформатора виходить змінний струм, то його 
необхідно випрямити, це можна зробити за допомогою діодного моста 
схему діодного моста вибираємо мостову схему включення діодів, тому 
що ця схема має найменший коефіцієнт пульсацій. Тому після вибору 
схеми ввімкненя діодів проведемо розрахунок діодного моста: 
 
Рис. 3.20. Схема діодного моста в мостовому включені 
 
Для розрахунку діодного моста схема якого приведена на рис. 3.1-
маємо такі дані: 
вихідна напруга -U0=12B. 
вихідний струм- I0=0.5A 
Визначаю зворотну напругу на діодах. 
 
75 
 
Uзв =1,5*U0    (3.29) 
Uзв =1,5*12=18 В 
Розраховую середній струм який проходить через діод: 
Іс =I0/2     (3.30) 
Іс =0.5/2 = 0,25 А 
Розраховую амплітуду сили стум: 
Ім = 3,3*I0     (3.31) 
Ім = 3,3*0,5=1,75 А 
Вибираємо діоди типу КД258А. 
Іпр = 1500 мА. 
Uзв мах = 200 В 
Uпр = 1,6 В 
Визначаю опір навантаження випрямляча: 
Rн = Uо/I0     (3.32) 
Rн =12/0,5=6 Ом. 
Визначаю опір обмоток трансформатора: 
rтр  = 0,08* Rн      (3.33) 
rтр = 0,08*6 = 0,48 Ом 
Визначаю прямий опір діода: 
rпр = Uпр /3 Іс     (3.34) 
rпр =1,6 /3*0,25=2,1 Ом 
Визначаю активний опір фази випрямлення: 
r =  rтр+2rпр     (3.35) 
r = 0,48+2*2.1=4,68  
Розраховую коефіцієнт А: 
А = 1,6* r/ Rн     (3.36) 
А = 1,6*4,68/6 = 1,2  
Із графіків приведених на рисунку VIII.2 i VIII.3 в [7] 540-541 ст. 
знаходжу: B=1;  D=2,1;  F=5.5;H=470 
76 
 
 
Розраховую значення напруги на вторинній обмотці 
трансформатора в режимі холостого ходу: 
U2x = B*U0     (3.37) 
U2x = 1*12 = 12 В 
Розраховую напругу яка протікає через діод в зворотному 
напрямку: 
Uзв = 1.4* U2x     (3.38) 
Uзв = 1.4*12=16,8 В. 
Розраховую амплітуду сили стум: 
Ім = 0,5*F* Іo     (3.39) 
Ім = 0,5*5.5*0.5=1.37 A. 
Отже діоди ми вибрали вірно. 
Після розрахунку випрямляча переходимо до вибору стабілізатора 
напруги. Най вигідніше використовувати інтегральні стабілізатори 
напруги котрі займають небагато місця і повністю задовольняють всі 
параметри. 
Для стабілізації напруги живлення +12В. обираємо мікросхему 
L7812 це інтегральний стабілізатор напруги 12В. який використовується 
в побутовій радіо апаратурі. 
Параметри мікросхеми L7812: 
• U-вихідна, (В)   12 
• I max-вихідний, (A)   2.2 
• U max-вхідна напруга, (В)   30 
• Т- Робоча температура, (*С)  -200  +1500 
Для стабілізації напруги живлення -5 В. обираємо мікросхему 
L7905, це інтегральний стабілізатор напруги -5 В., який 
використовується в побутовій радіо апаратурі. 
Параметри мікросхеми L7912: 
77 
 
• U-вихідна, (В)   -12                             
• I max-вихідний, (A)   -2.2 
• U max-вхідна напруга, (В)   -30 
• Т- Робоча температура, (*С)  -200  +1500 
Підчас вимкнення пристрою можлива така ситуація коли 
конденсатори почнуть розряджатися через стабілізатори напруги,  це 
може призвести до виходу з ладу інтегральних стабілізаторів, тому 
потрібно поставити діоди VD7-VD10. Розроблена схема блоку живлення 
приведена на рисунку 3.4. Конденсатори С1-С6 призначені для 
згладжування пульсацій напруги. 
 
3.10. Розрахунок надійності 
 
Надійність - це властивість виробу виконувати задані функціі-, 
зберігати свої властивості й експлуатаційні показники в заданих межах 
протягом необхідного проміжку часу. 
Для блоку генератора імпульсного з цифровим керуванням одним 
з найважливіших показників надійності є імовірність безвідмовної 
роботи. 
Таблица 3.2 
Технічні параметри генератора імпульсів 
Кількість Інтенсивність Експлуатацій Добуто
№ Найменування і елементів відмов ний к 
Групи тип елементів у групі mi, елементаi10- коефіцієнт ai. miiai 
шт. 6, 1/час  
1 Діоди кремн. 2 0,2 0,315 0,126 
78 
 
2 Конденсатори 
3 0,25 1,44 1,08 
електролітичні 
3 Конденсатори 
9 0,05 0,126 0,057 
керамічні 
4 Стабілітрони 
3 0,9 0,144 0,388 
кремнієві 
5 Резистори МЛТ-
36 0,05 1,62 2,916 
0,125 
Гнізда контактні 1(46) 0,3 0,936 12,917 
6 
 1(2) 0,3 0,936 0,562 
7 Мікросхеми 
9 0,4 3,15 11,34 
напівпровідникові 
8 Мікросхеми 6 0,45 3,15 8,505 
аналогові 
9 Плата друкованого 1 0,75 1,8 1,350 
монтажу 
10 Різьбові з'єднання 6 0,004 10 0,24 
11 Місця пайки 348 0,004 10 13,92 
 n  
 =m j  j a j  
j=1 53,410-6 
 
У даному генераторі імпульсному можна виділити N-груп 
елементів, інтенсивність відмов яких , визначається за формулою: 
79 
 
n
 =mi i a i ,
i=1  
де  n  –  число груп элементів, шт, mi – кількість елементів j-ой 
групи, шт, i – інтенсивність відмов елементів j-ой групи, 1/час; 
ai – коефіцієнт, що враховує експлуатаційні фактори (температуру, 
вологість і т.д.). 
Визначаємо ймовірність безвідмовної роботи Р (т) при т = 1000-
5000 годин, при температурі навколишнього середовища t=20-40С, при 
вологості 60-80%, вплив висоти h(0-1)км, пристрій не герметизирован і 
не амортизований, Р (т) замовника дорівнює 0,8. 
Для напівпровідникових приладів, резисторів, конденсаторів, 
інтегральних мікросхем і друкованої плати експлуатаційний коефіцієнт 
а розраховується за формулою 
а=b1·b2·b3·b4·b5, 
де b1,b2,b3,b4,b5 – коефіцієнти, що враховують вплив механічних 
впливів, вплив висоти і вологості. 
Для місць пайки і різьбових з'єднань експлуатаційний коефіцієнт 
визначається за формулою 
а=b6·b7·b8, 
де b6,b7,b8 – коефіцієнти, що враховують вплив механічних 
впливів і висоти. 
Для діодів кремнієвих 
а=1,5·1,2·1·1·0,175=0,315                                                                   
(3.40) 
Для конденсаторів електролітичних 
а=1,5·1,2·1·1·0,8=1,44       
 (3.41) 
Для конденсаторів керамічних 
80 
 
а=1,5·1,2·1·1·0,07=0,126      
 (3.42) 
Для стабілітронів кремнієвих 
а=1,5·1,2·1·1·0,08=0,144      
 (3.43) 
Для резисторів постійних 
а=1,5·1,2·1·1·0,9=1,62       
 (3.44) 
Для гнізд контактних 
а=1,5·1,2·1·1·0,57=1,026      
 (3.45) 
Для мікросхем 
а=1,5·1,2·1·1·1,75=3,15       
 (3.46) 
 
Для плати друкованого монтажу 
а=1,5·1,2·1·1=1,8        
 (3.47) 
Для різьбових з'єднань 
а=1,5·1,2·1·1=1,8        
 (3.48) 
Для місць пайки 
а=5·2·1=10         
 (3.49) 
Імовірність безвідмовної роботи Р (т) приладу протягом заданого 
проміжку часу (т) визначається формулою 
 
P(t) = e−t ,  
де е – основа натурального логарифма; 
81 
 
  - інтенсивність відмов пристрою, 1 / год; 
 t – заданий проміжок часу, год. 
За формулою 8 розраховуємо ймовірність безвідмовної роботи 
протягом 1000, 2000, 3000,4000 і 5000 годин 
−6
Р(1000) = е−53,410 1000 = 0,95
       
 (3.50) 
−6
Р(2000) = е−53,410 2000
 = 0,9      
 (3.51) 
−6
 Р(3000) = е−53,410 3000 = 0,85      
 (3.52) 
−53,410−6Р(4000) = е 4000
 = 0,81      
 (3.53) 
−6
 Р(5000) = е−53,410 5000 = 0,77     
 (3.54) 
Згідно з розрахунками будуємо графік залежності ймовірності: 
 
Рис. 3.21. Графік залежності ймовірності безвідмовної роботи від часу 
82 
 
Висновок: При заданій ймовірності безвідмовної роботи 0,8 
напрацювання на відмову складає 4200 годин. 
 
 3.11 Конструкторсько-технологічне виконання 
 
Друкована плата являє собою діелектричне підставу з нанесеними 
на ньому металевими провідниками. Друкована плата є основою, на якій 
кріпляться радіоелементи, а за допомогою друкованих провідників 
здійснюється їх з'єднання. 
Друковані плати бувають одне, двох сторонні і багатошарові. У 
одношарових друкованих плат друковані провідники розташовуються з 
одного боку діелектричного підстави, а радіоелементи  з іншого. Такі 
друковані плати дозволяють розмістити невелике ко-личество 
електричних зв'язків на одиниці площі поверхні. 
Двосторонні друковані плати (ДП) на відміну від односторонніх 
плат містять перехідні та контактні металізовані отвори, а друковані 
провідники розташовуються з обох сторін. Ці плати дозволяють 
розмістити більшу кількість провідників на одиниці площі в порівнянні з 
односторонніми друкованими платами. Даний тип ДП найбільш 
поширений при виготовленні електронних пристроїв, що мають 
відносно велику кількість видів ЕРЕ і зв'язків між ними. 
Багатошарові друковані плати мають кілька шарів (3 і більше), в 
кожному з яких є друковані провідники. Даний тип плат дозволяє 
розташувати на собі максимальну кількість ЕРЕ і електричних зв'язків. 
Такі друковані плати мають складну технологію виготовлення та 
ремонту, а відповідно і найвищу вартість. Вони застосовуються для 
виготовлення пристроїв, для яких критичним параметром є геометричні 
розміри. 
83 
 
Розводка друкованої плати для монтажу генератора імпульсного 
здійснювалася за допомогою системи автоматизованого проектування 
DipTrace 2.3. 
Як матеріал для виготовлення друкованої плати для монтажу 
генератора імпульсів використовується двосторонній фольгований 
склотекстоліт СФ1 – 38 – 1,5 ГОС –10316–78. 
Розміри діаметра монтажного отвору вибираются із умови 
 
dо = (dв +(0,2 - 0,4)), 
 
де dо – діаметр монтажного отвору, мм; 
 dв – діаметр вивода ЕРЕ, мм. 
Для мікросхем (dв=0,5 мм) 
 
dо=0,5+0,2=0,7 мм.                                       (3.55) 
Для інших радіоелементів діаметр виводів не перевищує 0,7 мм, 
тому dо = 0,7+0,2=0,9 мм. 
Діаметр контактної площадки (dк) для мікросхем та інших 
елементів вибираєм в два раза більше діаметра отвору. Таким чином, для 
мікросхем dк=1,4 мм, а для інших радіоелементів dк=1,8 мм. 
Конструктивно блок генератора імпульсів з цифровим управлінням 
представляє друковану плату в зборі (БПДП.021225.100СБ) з габаритними 
розмірами 142,5 * 127,5 * 1,5. Друкована плата (БПДП.021225.102) має 
розміри  
142,5 * 127,5 і виготовлена з фольгного склотекстоліти марки СФ1 -38- 
1,5 ГОСТ 10316-78.  
Установку ЕРЕ робимо відповідно ГОСТ 29137-91. 
84 
 
Так як для даного приладу обрана стратегія ремонту за технічним 
станом, то ремонт слід проводити тільки після виходу генератора 
імпульсного з цифровим керуванням з ладу. За розрахунками надійності 
видно, що його середнє напрацювання на відмову складає близько 4200 
годин при ймовірності безвідмовної роботи 0,8. Тобто з імовірністю 80% 
можна сказати, що до напрацювання 4200 годин не відбудеться відмов і 
не виникне необхідності проводити ремонт. Ремонт модуля буде 
полягати в заміні несправного елемента новим. 
85 
 
ВИСНОВКИ 
Завданням квалифікаційної роботи магістра було проаналізувати 
існуючі моделі імпульсних генераторів та розробка моделі генератора 
імпульсів з цифровим керуванням, за допомогою якого можна задавати 
тривалість імпульсів, їх період, амплітуду і полярність. Для досягнення 
поставленої мети в роботі вирішено такі основні завдання:  проведено 
аналіз існуючих типів імпульсних генераторів, їх принципи роботи, 
технічні характеристики та сфери застосування; досліджено сучасні 
методи цифрового управління імпульсними генераторами, зокрема на 
базі мікроконтролерів, ПЛІС та цифрових сигнальних процесорів; 
розроблено модель імпульсного генератора з цифровим керуванням. 
Виявлені в процесі літературно-патентного пошуку аналоги мають 
схожі до розроблюваного пристрою схемотехнічне рішення, близькі 
технічні характеристики, однак, основні недоліки аналогів (складність 
ремонту, незручність управління, рівень нелінійних спотворень 
синусоїдального сигналу і обмежений частотний діапазон в області 
ультразвукових частот, кількість піддіапазонів, паразитні коливання 
амплітуди сигналу генератора, деталі стабілізації амплітуди 
ускладнюють генератор, залежність амплітуди вихідного сигналу від 
напруги живлення, та нестабільність температурного режиму 
мікросхеми і т.д.).Тому було розроблено пристрій, який призначений 
для вироблення імпульсного сигналу з програмно - регульованими 
тимчасовими характеристиками, амплітудою і постійною складової. 
Даний генератор імпульсний дозволяє програмним шляхом регулювати 
частоту вихідних імпульсів в межах від 30Гц до 2МГц, їх амплітуду від 
0В до 6,8В, а також здійснювати зсув отриманої імпульсної 
послідовності щодо 0В на величину напруги зсуву в межах від 0В до + 
3,3В. Використання аналогових елементів в даній роботі виправдано 
невисокими вимогами до точності і доступністю використовуваних в 
86 
 
пристрої елементів. Майже усі елементи пристрою розташовані на 
друкованій платі, тому в конструкторсько-технологічному розділі 
розрахована плата і розроблена технологія її виготовлення, розроблено 
технологічний процес складання та монтажу виробу. 
87 
 
СПИСОК ВИКОРИСТАНИХ ДЖЕРЕЛ 
1. Ian Hickman. Digital Storage Oscilloscopes. – Boston: Elsevier 
Science Publishing, 1997. – 160 p., eng. 
2. Методичні рекомендації до лабораторних робіт з дисципліни 
«Компʼютерне моделювання технологічних процесів 
мікроелектроніки» для для здобувачів освітнього ступеня 
магістра зі спеціальності 123  «Комп`ютерна інженерія» 
денної форми навчання [Електронний ресурс] / [Укл.: 
Лукашенко В.М., Чичужко М.В., Крошко Л.Ф.. – М-во освіти і 
науки України, Черкас. держ. технол. ун-т. – Черкаси: ЧДТУ, 
2019. –  48 с. 
3. Методичні рекомендації до практичних робіт з дисципліни 
«Методи створення високоефективних компонентів 
мікропроцесорних систем керування автоматизованих 
пристроїв» для здобувачів освітньо-наукового ступеня 
«доктор філософії» з спеціальності 151 Автоматизація та 
комп’ютерно-інтегровані технології, освітньо-наукової 
програми «Автоматизація та комп’ютерно-інтегровані 
технології» всіх форм навчання[Електронний ресурс] / [Укл.: 
Лукашенко В.М., Чичужко М.В.,– М-во освіти і науки 
України, Черкас. держ. технол. ун-т. – Черкаси: ЧДТУ, 2019. –  
48 с 
4. Конструктивно-технологічна побудова компонентів 
спеціалізованих комп’ютерних та робототехнічних систем/ 
В.М.Лукашенко К.В., Колесніков К.С., Рудаков, 
М.В.Чичужко/  Навчальний посібник М-во освіти і науки 
України, – Черкаси : ЧДТУ ; 2017. – 201 с. 
5. Вступ до фаху з електроніки та комп’ютерної інженерії / 
А.А. Зорі, В.М. Лукашенко, В.М. Співак, О.В. Вовна // 
88 
 
Навчальний посібник Покровськ : ДВНЗ «Дон НТУ», 2016. – 
312 с 
6. Taeyoung Yang, Seong-Youp Suh "COMPACT ANTENNAS 
FOR UWB APPLICATIONS" - Virginia Tech Antenna Group, 
Bradley Dept. of Elec. & Comp. Engineering Virginia Tech, 
Blacksburg, 2022  
7. Johnna Powell ANTENNA DESIGN FOR ULTRA WIDEBAND 
RADIO / / New Mexico State University - 2026  
8. Lucky R. W., Salz J. and Weldon E. J. Principles of Data 
Communications. Mc-Graw Hill Book Co., New York. 2021.  
9. Wozencraft J. M. and Jacobs I. M. Principles of Communication 
Engineering. John Wiley &. Sons, Inc.. New York. 2020.  
10. http://www.kosmodrom.com.ua/el.php?name=STM32F103VCT6 
 
 
 
 
 
89
ChSTU repository

ChSTU repository preserves and enables easy and open access to all types of digital content including text, images, moving images, mpegs and data sets
