PID регулятор температури

Безуглий, Федір Павлович
Please use this identifier to cite or link to this item: https://er.chdtu.edu.ua/handle/ChSTU/10061
Title:	PID регулятор температури
Authors:	Зубко, Ігор Анатолійович Безуглий, Федір Павлович
Keywords:	ПІД-регулятор, регулювання температури, мікроконтролер ATmega328P, Arduino Nano, термопара K-типу, MAX6675, автоматичне керування, широтно-імпульсна модуляція, фазове керування, аварійний захист, діагностика несправностей
Issue Date:	Jun-2026
Abstract:	У кваліфікаційній роботі розроблено мікропроцесорну систему автоматичного регулювання температури на базі ПІД-регулятора з використанням мікроконтролера ATmega328P у складі платформи Arduino Nano. Проведено аналіз існуючих систем регулювання температури, визначено їхні переваги та недоліки. Розроблено структурну та принципову електричні схеми пристрою, обґрунтовано вибір елементної бази й виконано розрахунок основних електронних компонентів. Для вимірювання температури використано термопару K-типу ТХА-210 та перетворювач MAX6675. Реалізовано три режими керування навантаженням: релейний, фазовий для змінного струму та широтно-імпульсний для постійного струму. Розроблено програмне забезпечення, що забезпечує регулювання температури, налаштування параметрів ПІД-алгоритму, відображення інформації на дисплеї LCD 1602, збереження налаштувань в енергонезалежній пам’яті EEPROM, аварійну сигналізацію та діагностику несправностей вихідного каскаду. Практичне значення роботи полягає в можливості використання розробленої системи для регулювання температури в лабораторних і муфельних печах, інкубаторах, системах опалення та як навчального стенда для вивчення мікропроцесорної техніки.
URI:	https://er.chdtu.edu.ua/handle/ChSTU/10061
Appears in Collections:	123 Комп’ютерна інженерія (Спеціалізовані комп’ютерні системи)
Files in This Item:
File	Description	Size	Format
Б_123_2026_Безуглий.pdf Restricted Access		1.62 MB	Adobe PDF	View/Open Request a copy
Show full item record
Extracted text
МІНІСТЕРСТВО ОСВІТИ І НАУКИ УКРАЇНИ 
ЧЕРКАСЬКИЙ ДЕРЖАВНИЙ ТЕХНОЛОГІЧНИЙ УНІВЕРСИТЕТ 
ФАКУЛЬТЕТ ІНФОРМАЦІЙНИХ ТЕХНОЛОГІЙ І СИСТЕМ 
КАФЕДРА РОБОТОТЕХНІКИ ТА СПЕЦІАЛІЗОВАНИХ  
КОМП’ЮТЕРНИХ СИСТЕМ 
ПОЯСНЮВАЛЬНА ЗАПИСКА 
до кваліфікаційної роботи 
освітнього ступеня «бакалавр» 
на тему:  PID регулятор температури 
 
 Виконав здобувач вищої освіти 4 курсу, 
  групи СКС-2207 
  Спеціальності F7 «Комп’ютерна  
  інженерія»  
  (освітня програма 
  «Спеціалізовані комп’ютерні 
  системи») 
   
  Федір БЕЗУГЛИЙ 
  (ім’я та ПРІЗВИЩЕ) 
 Керівник  
Ігор ЗУБКО 
  (ім’я та ПРІЗВИЩЕ) 
 Рецензент  
  (ім’я та ПРІЗВИЩЕ) 
   
Захист дозволяю:   
зав. кафедри, д.т.н., професор   Валентина ЛУКАШЕНКО 
 (підпис)  (ім’я та ПРІЗВИЩЕ) 
Черкаси 2026 
 
ЗМІСТ 
 
ЗМІСТ ………………………………………………………………………… 3 
ПЕРЕЛІК УМОВНИХ СКОРОЧЕНЬ………………………………………. 5 
ВСТУП………………………………………………………………………… 6 
ЗАГАЛЬНА ХАРАКТЕРИСТИКА РОБОТИ………………………………. 9 
1. АНАЛІЗ ТЕХНІЧНОГО ЗАВДАННЯ ……………………………………. 9 
1.1 Постановка задачі…………………………………………………………. 9 
1.2 Вимоги до системи ……………………………………………………….  9 
Висновки до розділу 1 ………………………………………………………. 10 
2. ОГЛЯД ІСНУЮЧИХ АНАЛОГІВ І РІШЕНЬ ……………………………11 
2.1 Промислові ПІД-регулятори серії REX-C ………………………………11 
2.2 Регулятор ОВЕН ТРМ101 ………………………………………………..12 
2.3 Регулятор Autonics TK4S …………………………………………………13 
2.4 Проекти регуляторів на базі Arduino …………………………………….13 
2.5 Термостат W1209 ………………………………………………………….13 
2.6 Порівняльний аналіз ………………………………………………………14 
Висновки до розділу 2 …………………………………………………………15 
3. РОЗРОБКА СТРУКТУРНОЇ ТА ЕЛЕКТРИЧНОЇ СХЕМИ ПРИСТРОЮ 16 
3.1 Структурна схема системи ………………………………………………. 16 
3.2 Принципова схема пристрою ………………………………………………19 
3.3 Вибір та аналіз елементної бази ……………………………………………19 
Висновки до розділу 3………………………………………………………….26 
4. РОЗРАХУНОК ЕЛЕКТРОННИХ КОМПОНЕНТІВ ……………………….27 
4.1 Розрахунок блоку живлення……………………………………………….27 
4.2 Розрахунок детектора переходу через нуль ……………………………..34 
4.3 Розрахунок каналу фазового керування ………………………………….38 
4.4 Розрахунок каналу релейного керування…………………………………44 
4.5 Розрахунок каналу ШІМ постійного струму …………………………….48 
4.6 Розрахунок блоку звукової сигналізації ………………………………….59 
2 
 
4.7 Розрахунок ланцюгів матриці кнопок ……………………………………60 
4.8 Розрахунок ланцюгів дисплея …………………………………………….. 62 
4.9 Розрахунок конденсаторів розв'язки ……………………………………..66 
4.10 Підключення мікросхеми MAX6675  з термопарою K-типу до Arduino 
Nano ……………………………………………………………………………..66 
Висновки до розділу 4 ………………………………………………………..... 72 
РОЗРОБКА ПРОГРАМНОГО ЗАБЕЗПЕЧЕННЯ ……………………………73 
5.1 Загальний алгоритм роботи системи ………………………………………73 
5.2 Реалізація ПІД-регулятора………………………………………………….74 
5.3 Модуль зчитування температури ………………………………………….75 
5.4 Модуль сканування кнопок ………………………………………………...76 
5.5 Модуль меню ……………………………………………………………… 77 
5.6 Модуль EEPROM ………………………………………………………… 77 
5.7 Модуль аварійної сигналізації …………………………………………… 78 
5.8 Модуль діагностики вихідного каскаду …………………………………. 79 
5.9 Модуль фазового керування ………………………………………………. 79 
5.10 Модуль відображення …………………………………………………… 80 
Висновки до розділу 5 ………………………………………………………… 81 
ВИСНОВКИ ………………………………………………………………….. 82 
СПИСОК ВИКОРИСТАНИХ ДЖЕРЕЛ …………………………………… 84 
ДОДАТКИ ……………………………………………………………………. 87 
Додаток А Схема електрична структурна …………………………………… 88  
Додаток Б Схема електрична принципова …………………………………. 89 
Додаток В Блок-схеми алгоритмів …………………………………………..90 
Додаток Г Перелік елементів ………………………………………………….99 
 
 
 
 
 
3 
 
ПЕРЕЛІК УМОВНИХ СКОРОЧЕНЬ 
 
АЦП — аналого-цифровий перетворювач 
ЕРС — електрорушійна сила 
ККД — коефіцієнт корисної дії 
МК — мікроконтролер 
ПІД — пропорційно-інтегрально-диференціальний 
ШІМ — широтно-імпульсна модуляція 
CTR — Current Transfer Ratio, коефіцієнт передачі струму оптрона 
EEPROM — Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory, електрич-
но стираний програмований постійний запам'ятовуючий пристрій 
GPIO — General Purpose Input/Output, порт введення-виведення загального 
призначення 
IGBT — Insulated-Gate Bipolar Transistor, біполярний транзистор з ізольова-
ним затвором 
LCD — Liquid Crystal Display, рідкокристалічний дисплей 
MCU — Microcontroller Unit, мікроконтролер 
SPI — Serial Peripheral Interface, послідовний периферійний інтерфейс 
SSR — Solid State Relay, твердотільне реле 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
4 
 
ВСТУП 
 
Автоматичне регулювання температури є однією з найбільш пошире-
них задач у промисловості, сільському господарстві, побутовій техніці та ла-
бораторній практиці. Від точності підтримання температурного режиму за-
лежить якість продукції, безпека технологічних процесів та енергоефектив-
ність обладнання. Серед методів автоматичного регулювання найбільш роз-
повсюдженим є пропорційно-інтегрально-диференціальне регулювання, яке 
забезпечує високу точність та стійкість системи керування при відносній 
простоті реалізації [1]. 
Актуальність теми обумовлена зростаючою потребою промисловості та 
лабораторної практики у доступних, точних та універсальних засобах авто-
матичного регулювання температури. Існуючі промислові регулятори мають 
закритий програмний код та обмежену кількість режимів керування, а відк-
риті проекти на базі Arduino не забезпечують необхідного рівня захисту та 
функціональності. 
Сучасний рівень розвитку мікроконтролерної техніки дозволяє створю-
вати компактні, функціональні та економічно доступні системи регулювання 
температури. Платформа Arduino на базі мікроконтролера ATmega328 набула 
широкого поширення завдяки відкритій архітектурі, наявності великої кіль-
кості бібліотек та низькій вартості [2]. Використання термопари K-типу з пе-
ретворювачем MAX6675 забезпечує вимірювання температури у діапазоні 
від 0 до 1024 градусів Цельсія з роздільною здатністю 0,25 градуса, що є до-
статнім для більшості промислових та лабораторних задач [3]. 
Водночас існуючі рішення на платформі Arduino зазвичай реалізують 
лише один режим керування навантаженням — релейний або широтно-
імпульсний. Це обмежує область застосування таких систем. Актуальною за-
дачею є розробка універсальної системи, яка підтримує декілька режимів ке-
рування — релейний, фазове керування змінним струмом та широтно-
5 
 
імпульсну модуляцію на постійному струмі, а також має розвинену систему 
захисту та зручний інтерфейс користувача. 
Мета роботи полягає у розробці мікропроцесорної системи автоматич-
ного регулювання температури на базі ПІД-алгоритму з трьома режимами 
керування навантаженням, аварійним захистом та збереженням налаштувань 
у енергонезалежній пам'яті. 
Для досягнення поставленої мети необхідно вирішити наступні завдан-
ня: 
– провести аналіз існуючих систем регулювання температури та визна-
чити їх переваги і недоліки; 
– обґрунтувати вибір елементної бази та розробити структурну і принци-
пову електричну схеми; 
– виконати розрахунок параметрів електронних компонентів; 
– розробити програмне забезпечення мікроконтролера з реалізацією ПІД-
алгоритму; 
– реалізувати три режими керування навантаженням; 
– забезпечити аварійний захист та діагностику несправностей. 
Об'єктом роботи є процес автоматичного регулювання температури. 
Предметом роботи є мікропроцесорна система регулювання температу-
ри на базі ПІД-регулятора з термопарою K-типу. 
Методи дослідження включають аналітичний метод при огляді існую-
чих рішень, метод схемотехнічного проектування при розробці апаратної ча-
стини, метод математичного розрахунку при визначенні параметрів компо-
нентів та метод програмного моделювання при розробці алгоритмів керуван-
ня. 
Практичне значення полягає у тому, що розроблена система може бути 
використана для керування температурою в лабораторних печах, муфельних 
печах для термообробки, інкубаторах, системах опалення, а також як навча-
льний стенд з дисципліни мікропроцесорна техніка. 
6 
 
Новизна одержаних результатів полягає у тому, що вперше запропоно-
вано та реалізовано систему на базі мікроконтролера ATmega328, яка поєд-
нує три режими керування навантаженням — релейний, фазовий та широтно-
імпульсний — з ПІД-алгоритмом, аварійним захистом, діагностикою неспра-
вностей вихідного каскаду та збереженням налаштувань в енергонезалежній 
пам'яті. 
 
 
 
 
 
 
7 
 
ЗАГАЛЬНА ХАРАКТЕРИСТИКА РОБОТИ 
1. АНАЛІЗ ТЕХНІЧНОГО ЗАВДАННЯ 
 
 
1.1 Постановка задачі 
 
Метою розробки є створення мікропроцесорної системи регулювання 
температури, яка відповідає наступним функціональним вимогам:  
a) вимірювання температури в діапазоні від 0 до 1000 градусів Цельсія за 
допомогою термопари K-типу ТХА-210;   
b) реалізація ПІД-алгоритму регулювання з можливістю налаштування 
коефіцієнтів пропорційної, інтегральної та диференціальної складових; 
підтримка трьох режимів керування навантаженням;  
c) відображення поточної інформації на символьному дисплеї LCD 1602; 
введення параметрів за допомогою матриці кнопок два на два; збере-
ження налаштувань в енергонезалежній пам'яті EEPROM;  
d) аварійна сигналізація при перевищенні допустимої температури; діаг-
ностика несправностей вихідного каскаду. 
Система повинна забезпечувати автоматичне підтримання заданої тем-
ператури із точністю не гірше плюс-мінус один градус Цельсія в усталеному 
режимі. Час виходу на заданий режим визначається потужністю нагрівально-
го елемента та теплоємністю об'єкта і не нормується для даної розробки. 
 
 
1.2 Вимоги до системи 
Система повинна забезпечувати гальванічну ізоляцію між силовою час-
тиною та мікроконтролером за допомогою оптронів. Ізоляція необхідна між 
трьома ланцюгами: мережа змінного струму 220 В, силовий ланцюг постій-
ного струму 60 В та мікроконтролерна частина 5 В. 
Основні технічні вимоги до системи наведено у табл.1.1.
8 
 
Таблиця 1.1   
Основні технічні вимоги до системи 
Параметр Значення 
Діапазон вимірювання температури   від 0 до 1000 градусів Цельсія 
Роздільна здатність вимірювання   0,25 градуса Цельсія 
Тип давача температури   термопара K-типу ТХА-210 
Алгоритм регулювання   ПІД 
Кількість режимів керування наван-
 3 
таженням  
Максимальна потужність наванта-
 4 кВт 
ження змінного струму  
Максимальна напруга навантаження 
 60 В 
постійного струму  
Дисплей   LCD 1602 у чотирибітному режимі 
Кількість кнопок керування   4 
Напруга живлення мережевої частини   220 В змінного струму 
 ATmega328 у складі модуля Arduino 
Мікроконтролер  
Nano 
 
 
Висновки до розділу 1 
Сформульовано технічне завдання на розробку мікропроцесорної сис-
теми регулювання температури. Визначено основні функціональні вимоги та 
технічні характеристики. Вимоги є реалістичними та можуть бути реалізовані 
на доступній елементній базі. 
 
 
9 
 
2. ОГЛЯД ІСНУЮЧИХ АНАЛОГІВ І РІШЕНЬ 
 
 
2.1. Промислові ПІД-регулятори серії REX-C 
 
Регулювання температури є одним із найпоширеніших завдань автома-
тизації, що застосовується у промисловості, енергетиці, сільському господар-
стві, медицині та побуті. Сучасний ринок пропонує широкий спектр рішень 
від простих двопозиційних термостатів до складних промислових контроле-
рів з мережевими інтерфейсами. У даному розділі проведено аналіз найбільш 
поширених аналогів. 
Серія регуляторів REX-C виробництва компанії RKC Instrument є од-
ним із найпоширеніших промислових рішень у сегменті бюджетних ПІД-
регуляторів [4]. Серія включає моделі REX-C100, REX-C400, REX-C700 та 
REX-C900, що відрізняються розміром корпусу та набором функцій. 
Модель REX-C100 є найбільш компактною та доступною. Вона забез-
печує вимірювання температури від мінус 200 до плюс 1800 градусів Цельсія 
залежно від типу давача та підтримує термопари K, J, T, E, S, R, B, а також 
терморезистори Pt100 та Cu50. Точність вимірювання становить плюс-мінус 
0,3 відсотка від повної шкали. Алгоритм регулювання — ПІД з автоналашту-
ванням. Дисплей — два чотирирозрядних семисегментних індикатори. 
Основні технічні характеристики наведено в табл. 2.1. 
Перевагами REX-C100 є низька вартість від 10 до 15 євро, компактні 
розміри, автоналаштування ПІД та підтримка широкого спектру давачів. Ос-
новними недоліками є наявність лише одного типу виходу, відсутність фазо-
вого керування, відсутність комунікаційного інтерфейсу та закритий програ-
мний код. 
 
 
 
10 
 
Таблиця 2.1 
Технічні характеристики REX-C100 
Параметр Значення 
Габаритні розміри   48 на 48 на 110 мм 
Напруга живлення   від 85 до 265 В змінного струму 
Споживана потужність   3 Вт 
Типи давачів   K, J, T, E, S, R, B, Pt100, Cu50 
Діапазон вимірювання   від мінус 200 до плюс 1800 градусів 
Цельсія 
Точність   плюс-мінус 0,3 відсотка 
Тип виходу   реле 3 А або SSR 12 В 
Інтерфейс зв'язку   відсутній 
 
2.2 Регулятор ОВЕН ТРМ101 
Регулятор ОВЕН ТРМ101 є одноканальним ПІД-регулятором з універ-
сальним входом та одним вихідним пристроєм [5]. Він широко застосовуєть-
ся у вітчизняній промисловості для керування температурою в печах, сушар-
ках та автоклавах. Характеристики наведено в таблиці 2.2. 
Таблиця 2.2 
Технічні характеристики ОВЕН ТРМ101 
Параметр   Значення 
Габаритні розміри   96 на 96 на 65 мм 
Напруга живлення   від 90 до 264 В змінного або від 20 
до 375 В постійного струму 
Типи давачів   ТХА, ТХК, ТПП, ТПР, Pt100, Cu100 
Точність   плюс-мінус 0,25 відсотка 
Тип виходу   реле, SSR, аналоговий від 0 до 10 В 
або від 4 до 20 мА 
Інтерфейс   RS-485 з протоколом Modbus RTU 
11 
 
 
Перевагою є наявність інтерфейсу RS-485 та аналогового виходу. Вар-
тість від 30 до 50 євро. Недоліком є відсутність фазового керування та закри-
тий код. 
 
2.3 Регулятор Autonics TK4S 
Регулятор Autonics TK4S відрізняється підвищеною точністю плюс-
мінус 0,2 відсотка та високою швидкодією вибірки 50 мілісекунд [6]. Має два 
виходи для керування нагріванням та охолодженням, два аварійних виходи з 
програмованими умовами спрацювання. Інтерфейс RS-485 є опційним. Вар-
тість від 50 до 80 євро. 
 
2.4 Проекти регуляторів на базі Arduino 
Типовий проект Arduino PID Temperature Controller використовує 
Arduino Uno або Nano, термопару K-типу з MAX6675, дисплей LCD 1602 та 
релейний або SSR-модуль з бібліотекою PID_v1 [7]. Налаштування коефіціє-
нтів здійснюється через послідовний порт, що унеможливлює автономну ро-
боту. Відсутні аварійний захист та збереження налаштувань. 
Проект Reflow Oven Controller на базі Arduino Mega реалізує профільне 
управління температурою для паяння компонентів поверхневого монтажу з 
ШІМ-виходом на SSR [8]. Має кольоровий графічний дисплей з відображен-
ням графіка температури. Недоліками є наявність лише одного типу виходу 
та обмежений аварійний захист. 
 
2.5 Термостат W1209 
W1209 є бюджетним термостатом на базі мікроконтролера 
STM8S003F3 з одним релейним виходом та давачем NTC на 10 кілоом [9]. 
Діапазон від мінус 50 до плюс 110 градусів Цельсія. Алгоритм — двопози-
ційний без ПІД. Вартість від 1 до 2 євро. Непридатний для промислових та 
лабораторних задач. 
12 
 
 
2.6 Порівняльний аналіз 
Аналіз показує, що розроблювана система є єдиним рішенням, яке по-
єднує три режими керування навантаженням, ПІД-алгоритм, аварійний за-
хист, діагностику несправностей та відкритий програмний код в одному при-
строї. Промислові регулятори перевершують розробку за точністю та наявні-
стю автоналаштування, але поступаються за універсальністю виходів та мо-
жливістю модифікації. 
Зведений порівняльний аналіз усіх розглянутих рішень наведено в таб-
лиці 2.3. 
Таблиця 2.3 
Зведений порівняльний аналіз існуючих рішень 
  Дана 
 REX-  ОВЕН 
Характеристика   TK4S  Arduin  W1209  розро-
C100  ТРМ101  
o PID  бка 
ПІД-алгоритм   Так   Так   Так   Так   Ні   Так 
Автоналашту-
 Так   Так   Так   Ні   Ні   Ні 
вання ПІД  
Релейний вихід   Так   Так   Так   Так   Так   Так 
Фазове керу-
 Ні   Ні   Ні   Ні   Ні   Так 
вання  
ШІМ постійно-
 Ні   Так   Так   Ні   Ні   Так 
го струму  
Аварійний за-  Базо-  Розшире-
 Так   Ні   Ні   Так 
хист  вий  ний  
Діагностика не-  Обрив  Розши-  Розшире-
 Ні   Ні   Так 
справностей  давача  рена  на  
Збереження в  Обме-
 Так   Так   Так   Ні   Так 
EEPROM  жене  
Відкритий код   Ні   Ні   Ні   Так   Ні   Так 
Орієнтовна вар-  10-15  30-50  50-80 єв-  5-10  15-20 
 1-2 євро  
тість  євро  євро  ро  євро  євро 
13 
 
 
 Висновки до розділу 2 
Проведено детальний аналіз п'яти існуючих рішень у галузі регулю-
вання температури: трьох промислових регуляторів, проекту на базі Arduino 
та бюджетного термостата. Встановлено, що жодне з них не поєднує три ре-
жими керування, ПІД-алгоритм, аварійний захист та відкритий код. Це підт-
верджує актуальність та доцільність розробки. 
 
14 
 
РОЗДІЛ 3 
РОЗРОБКА СТРУКТУРНОЇ ТА ЕЛЕКТРИЧНОЇ СХЕМИ ПРСТРОЮ 
 
 
3.1 Структурна схема системи 
 
Структурну схему мікропроцесорної системи регулювання температу-
ри наведено у додатку А. Система побудована за принципом централізовано-
го керування, де мікроконтролер ATmega328P у складі модуля Arduino Nano 
є центральним вузлом, який здійснює збір інформації від датчика температу-
ри, обчислення ПІД-алгоритму, обробку команд оператора та формування 
керуючих сигналів для трьох незалежних силових каналів. 
Структурна схема включає дев'ять функціональних блоків, з'єднаних 
інформаційними та силовими зв'язками. 
Вхідний канал вимірювання температури складається з двох блоків. 
Термопара ТХА-210 типу K генерує електрорушійну силу пропорційну тем-
пературі у діапазоні від 0 до 1300 градусів Цельсія з чутливістю 41 мікро-
вольт на градус. Сигнал ЕРС надходить на аналого-цифровий перетворювач 
MAX6675, який виконує компенсацію температури холодного спаю, перет-
ворення у 12-бітний цифровий код з роздільною здатністю 0,25 градуса та 
передачу даних мікроконтролеру через послідовний інтерфейс SPI по трьох 
лініях: дані SO на піні D4, вибір мікросхеми CS на піні D5 та тактовий сигнал 
SCK на піні D6. 
Мікроконтролер ATmega328P є центральним блоком системи. Він ви-
конує п'ять основних функцій: обчислення ПІД-алгоритму регулювання з 
трьома налаштовуваними коефіцієнтами; реалізацію меню налаштувань з ві-
сьмома параметрами; аварійний захист від перевищення температури із за-
тримкою спрацювання 5 секунд; діагностику несправностей вихідного каска-
ду з визначенням залипання реле або пробою силових ключів; збереження та 
відновлення налаштувань з енергонезалежної пам'яті EEPROM. 
15 
 
Блок живлення на мікросхемі TNY286P перетворює мережеву напругу 
220 В змінного струму у стабілізовану постійну напругу плюс 5 В для жив-
лення мікроконтролера та всіх периферійних блоків. Стабілізація вихідної 
напруги забезпечується ланцюгом зворотного зв'язку на мікросхемі TL431 та 
оптроні PC817. Імпульсний трансформатор TV1 забезпечує гальванічну роз-
в'язку між мережевою та низьковольтною частинами. 
Детектор переходу мережі через нуль побудований на двонаправлено-
му оптроні H11AA1 з обмежувальними резисторами R5 та R6. Він формує 
імпульс при кожному переході синусоїдальної напруги мережі через нульове 
значення, що відбувається 100 разів на секунду при частоті 50 Гц. Сигнал де-
тектора надходить на пін D2 мікроконтролера, який налаштований як вхід 
апаратного переривання INT0. Це переривання забезпечує точну синхроніза-
цію фазового керування симістором. 
Канал фазового керування змінним струмом включає три послідовно 
з'єднаних блоки. Мікроконтролер формує керуючий сигнал на піні D9 з мо-
дуляцією по ширині імпульсу. Цей сигнал через симісторний оптрон 
MOC3021 передається на силовий симістор BTA20-600 з RC-снабером на 
елементах R8, R9 та C7. Оптрон MOC3021 забезпечує гальванічну ізоляцію з 
напругою пробою 7500 В між мікроконтролерною частиною та мережею 220 
В. Навантаження змінного струму підключається до роз'єму X2. 
Канал релейного керування включає транзисторний ключ VT3 типу 
2SC945 з обмежувальними резисторами R16 та R17, який керується сигналом 
з піна D10 мікроконтролера. Транзисторний ключ комутує обмотку електро-
магнітного реле K1. Захисний діод VD7 запобігає виникненню імпульсу ЕРС 
самоіндукції при вимиканні реле. Контакти реле комутують навантаження на 
роз'ємі X5 у режимі увімкнено або вимкнено. 
Канал широтно-імпульсної модуляції постійного струму є найбільш 
складним і включає чотири послідовних блоки. Мікроконтролер формує 
ШІМ-сигнал на піні D11. Оптрон PC817 забезпечує гальванічну ізоляцію між 
мікроконтролерною частиною та силовим ланцюгом постійного струму 60 В. 
16 
 
Транзистор VT1 типу MPSA42 виконує функцію драйвера затвора та забез-
печує захист IGBT по струму. Силовий транзистор IGBT YGW60N65F1 ко-
мутує навантаження постійного струму на роз'ємі X4. Джерело живлення по-
стійного струму 60 В підключається до роз'єму X3. 
Блок індикації та керування включає три компоненти. Символьний ди-
сплей LCD 1602 підключений у чотирибітному режимі до пінів D7, D8 та A0 
через A3 мікроконтролера. Він відображає поточну та задану температуру, 
режим керування, потужність навантаження та параметри, що редагуються. 
Матриця кнопок два на два з чотирма кнопками Mode, Up, Down та Set підк-
лючена до пінів A4, A5, A6 та A7. Рядки матриці A4 та A5 є цифровими ви-
ходами, а стовпці A6 та A7 є аналоговими входами з зовнішніми підтяжними 
резисторами. 
Блок звукової сигналізації включає п'єзодинамік KPX-G1205A, який 
керується через транзисторний ключ VT4 типу 2SC945 від піна D12 мікроко-
нтролера. Бузер забезпечує три типи звукових сигналів: переривчастий сиг-
нал при аварійному перевищенні температури, постійний сигнал при вияв-
ленні несправності вихідного каскаду та короткий сигнал готовності при уві-
мкненні системи. 
Принциповою особливістю побудови системи є забезпечення гальвані-
чної ізоляції між трьома ланцюгами з різними рівнями напруги. На структур-
ній схемі межа гальванічної ізоляції позначена пунктирною лінією. Мережа 
змінного струму 220 В ізольована від мікроконтролерної частини 5 В за до-
помогою двох оптронів H11AA1 та MOC3021, а також імпульсного трансфо-
рматора блоку живлення TV1. Силовий ланцюг постійного струму 60 В ізо-
льований від мікроконтролерної частини за допомогою оптрона PC817. Така 
побудова забезпечує електробезпеку оператора та захист мікроконтролера від 
високовольтних імпульсів. 
Інформаційні потоки у системі організовані наступним чином. Вхідний 
потік від датчика температури є однонаправленим: від термопари через 
MAX6675 по інтерфейсу SPI до мікроконтролера. Вхідний потік від операто-
17 
 
ра надходить від матриці кнопок через аналогові та цифрові порти. Вихідні 
потоки керування проходять від мікроконтролера через відповідні оптрони та 
драйвери до трьох силових каналів. Потік синхронізації від детектора нуля 
надходить через апаратне переривання INT0 та забезпечує прив'язку фазово-
го керування до моментів переходу мережевої напруги через нуль. Вихідний 
потік індикації надходить від мікроконтролера до дисплея LCD 1602 та п'єзо-
динаміка. 
 
3.2 Принципова схема пристрою 
Принципову електричну схему системи наведено у додатку Б. Схема 
включає всі функціональні блоки з повною розводкою з'єднань та позначен-
ням елементів. 
 
3.3 Вибір та аналіз елементної бази 
Мікроконтролер ATmega328P 
Обрано платформу Arduino Nano з мікроконтролером ATmega328P ви-
робництва Microchip Technology [10]. Основні параметри мікроконтролера 
наведено у таблиці 3.1. 
Таблиця 3.1 
Параметри мікроконтролера ATmega328P 
Параметр Значення 
Архітектура   8-біт AVR RISC 
Тактова частота   16 МГц 
 32 кілобайти (2 кілобайти зайнято заванта-
Flash-пам'ять програм  
жувачем) 
Оперативна пам'ять SRAM   2 кілобайти 
Енергонезалежна пам'ять EEPROM   1 кілобайт 
Цифрові виводи введення-виведення   14 (з них 6 підтримують ШІМ) 
Аналогові входи   8 (з них A6 та A7 тільки аналогові) 
Розрядність АЦП   10 біт 
18 
 
Апаратні зовнішні переривання   2 (INT0 та INT1) 
Інтерфейси   SPI, I2C, UART 
Робоча напруга   5 В 
Максимальний струм одного виводу   20 мА 
Сумарний максимальний струм усіх виводів   200 мА 
Робоча температура   від мінус 40 до плюс 85 градусів Цельсія 
 
Перевагою даного вибору є наявність великої бази бібліотек, зручне 
середовище розробки Arduino IDE та доступна ціна модуля. Мікроконтролер 
має достатню кількість виводів для підключення всієї периферії, два апарат-
них переривання для детектора нуля та інтерфейс SPI для зв'язку з MAX6675. 
Розподіл пінів Arduino Nano у розробленій системі наведено у таблиці 3.2. 
Таблиця 3.2 
Розподіл пінів Arduino Nano 
Пін Фізичний 
Порт Функція Тип 
Arduino пін 
Вхід з перери-
D2 5 PD2 INT0 Детектор нуля H11AA1 
ванням 
D4 7 PD4 MAX6675 лінія даних SO Вхід SPI 
D5 8 PD5 MAX6675 вибір CS Вихід SPI 
D6 9 PD6 MAX6675 такт SCK Вихід SPI 
D7 10 PD7 LCD сигнал Enable Вихід 
D8 11 PB0 LCD сигнал RS Вихід 
D9 12 PB1 Симістор через MOC3021 Вихід ШІМ 
D10   13   PB2   Реле K1 через VT3   Вихід 
D11   14   PB3   ШІМ DC через PC817 та IGBT   Вихід ШІМ 
D12   15   PB4   Бузер через VT4   Вихід 
A0   19   PC0   LCD лінія даних D4   Вихід 
A1   20   PC1   LCD лінія даних D5   Вихід 
A2   21   PC2   LCD лінія даних D6   Вихід 
19 
 
A3   22   PC3   LCD лінія даних D7   Вихід 
A4   23   PC4   Кнопки рядок ROW1   Вихід GPIO 
A5   24   PC5   Кнопки рядок ROW2   Вихід GPIO 
 Вхід 
A6   25   ADC6   Кнопки стовпець COL1  
analogRead 
 Вхід 
A7   26   ADC7   Кнопки стовпець COL2  
analogRead 
Використано 18 з 22 доступних пінів, що становить 82 відсотки. Віль-
ними залишаються піни D0, D1, D3 та D13 для можливого розширення функ-
ціональності, наприклад додавання інтерфейсу RS-485. 
Особливістю мікроконтролера ATmega328P є те, що піни A6 та A7 не 
мають цифрового буфера та підключені тільки до мультиплексора аналого-
цифрового перетворювача. Тому для них неможливо використовувати функ-
ції цифрового введення-виведення. Зчитування стану кнопок на цих пінах 
виконується через функцію аналогового читання з порогом 200 з 1023, що 
відповідає приблизно 1 В при живленні 5 В. 
Перетворювач MAX6675 
Мікросхема MAX6675 виробництва Maxim Integrated є спеціалізованим 
аналого-цифровим перетворювачем для термопар K-типу [3]. Основні пара-
метри наведено у таблиці 3.3. 
Таблиця 3.3 
Параметри MAX6675 
Параметр Значення 
Тип давача   термопара K-тип 
Діапазон вимірювання   від 0 до 1024 градусів Цельсія 
Роздільна здатність   0,25 градуса Цельсія (12 біт) 
 плюс-мінус 1,5 градуса (від 0 до 700 
Точність  
градусів) 
 плюс-мінус 4 градуси (від 700 до 
Точність  
1024 градусів) 
20 
 
Мінімальний час перетворення   220 мілісекунд 
Інтерфейс   SPI (тільки читання) 
Напруга живлення   від 3,0 до 5,5 В 
Струм споживання   1,5 мА типово 
Компенсація холодного спаю   вбудована 
Детектування обриву термопари   так 
 
MAX6675 виконує перетворення електрорушійної сили термопари у 
12-бітний цифровий код з автоматичною компенсацією температури холод-
ного спаю. При обриві термопари біт D2 вихідного слова встановлюється в 
одиницю, що дозволяє програмно виявити несправність давача. Після вста-
новлення сигналу вибору CS у низький рівень мікроконтролер зчитує 16 біт 
даних через лінію SO по фронту тактового сигналу SCK. 
Термопара ТХА-210 
Хромель-алюмелева термопара ТХА-210 належить до типу K згідно ДСТУ 
ГОСТ 6616:2009 [11]. Параметри наведено у таблиці 3.4. 
Таблиця 3.4 
Параметри термопари ТХА-210 
Параметр Значення 
Тип   хромель-алюмель (K-тип) 
 від мінус 200 до плюс 1300 градусів Цель-
Діапазон вимірювання  
сія 
 41 мікровольт на градус Цельсія при 25 
Чутливість  
градусах 
 2 (плюс-мінус 2,5 градуса або 0,75 відсот-
Клас допуску  
ка) 
Матеріал оболонки   нержавіюча сталь 12Х18Н10Т 
Діаметр оболонки   6 мм 
Довжина робочої частини   100 мм 
 
21 
 
Характеристика термопари K-типу є приблизно лінійною у діапазоні 
від 0 до 1000 градусів Цельсія, що спрощує обробку сигналу. Компенсація 
нелінійності виконується всередині MAX6675 за допомогою вбудованих таб-
лиць корекції. 
 Симістор BTA20-600. Симістор BTA20-800B — це потужний напівпро-
відниковий прилад для керування змінним струмом, який часто використову-
ється в регуляторах потужності та системах автоматизації. Параметри симіс-
тора BTA20-600 виробництва STMicroelectronics наведено у таблиці 3.5 [12]. 
Таблиця 3.5 
Параметри симістора BTA20-600 
Параметр Значення 
Максимальна напруга VDRM   600 В 
Максимальний діючий струм  20 А 
IT(RMS)  
Імпульсний струм ITSM   210 А 
Струм утримання IH   50 мА 
Струм затвора IGT   50 мА у квадрантах I та III 
Напруга у відкритому стані VT   1,55 В при струмі 20 А 
Швидкість наростання напруги   1000 В на мікросекунду 
Корпус   TOP-3 
 
Важливі нюанси використання 
a) Тепловий режим: При роботі на струмах близьких до 20 А симістор 
виділяє значне тепло. Обов’язково використовуйте масивний радіатор 
із термопастою. Рекомендований момент затягування гвинта кріплення 
становить близько 0.8–1 Н·м. 
b) Snubberless технологія: Більшість моделей BTA20 виготовлені за тех-
нологією "Snubberless", що дозволяє їм комутувати індуктивні наван-
22 
 
таження (двигуни, трансформатори) без використання зовнішнього RC-
ланцюга (снайбера) для захисту від помилкового спрацювання. 
c) Захист керуючого кола: Для безпеки мікроконтролерів або драйверів 
рекомендується використовувати оптичну розвязку (наприклад, через 
оптопари типу MOC3041). 
d) Імпульсний струм: Симістор здатний витримати короткочасний піко-
вий струм до 200–210 А (протягом одного циклу 50/60 Гц).  
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
Рис.3.1. Розташування виводів симістору 
 
Призначення виводів (Pinout)  
Якщо дивитися на маркування симістора (ногами донизу): 
1. MT1 (A1) — Основний термінал 1. 
2. MT2 (A2) — Основний термінал 2. 
3. Gate (G) — Керуючий електрод.  
Транзистор IGBT YGW60N65F1 
Параметри IGBT наведено у таблиці 3.6 [13]. 
23 
 
Таблиця 3.6  
Параметри IGBT YGW60N65F1 
Параметр Значення 
Напруга колектор-емітер VCES   650 В 
Максимальний струм колектора IC   60 А при 25 градусах Цельсія 
Напруга насичення VCE(sat)   1,65 В типово при струмі 30 А 
Максимальна напруга затвор-емітер  плюс-мінус 20 В 
VGE(max)  
Порогова напруга затвора VGE(th)   від 4,5 до 6,5 В 
Час увімкнення   80 наносекунд 
Час вимкнення   320 наносекунд 
Корпус   TO-247 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
Рис.3.2. Розташування виводів та основні параметри IGBT 
YGW60N65F1 
Оптрони та транзистори. Параметри оптронів та допоміжних транзис-
торів наведено у таблиці 3.7. 
24 
 
Таблиця 3.7 
Параметри оптронів та транзисторів 
Компонент   Тип   Основні параметри 
H11AA1   двонаправлений оптрон   струм LED 10 мА, CTR більше 20 від-
сотків, напруга ізоляції 5300 В [14] 
MOC3021   симісторний оптрон   поріг спрацювання LED 15 мА, напру-
га ізоляції 7500 В [15] 
PC817   транзисторний оптрон   поріг спрацювання LED 5 мА, CTR від 
50 до 600 відсотків, напруга ізоляції 
5000 В [16] 
2SC945   транзистор NPN   напруга колектор-емітер 60 В, макси-
мальний струм 150 мА, мінімальний 
коефіцієнт підсилення 100 [17] 
MPSA42   транзистор NPN високовольт-  напруга колектор-емітер 300 В, макси-
ний  мальний струм 500 мА, мінімальний 
коефіцієнт підсилення 25 [18] 
 
Мікросхема блоку живлення TNY286P. Мікросхема TNY286P вироб-
ництва Power Integrations є інтегрованим контролером імпульсного перетво-
рювача з вбудованим силовим ключем [19]. Забезпечує потужність до 15 Вт з 
високим ККД більше 80 відсотків при мінімальній кількості зовнішніх ком-
понентів. Стабілізація вихідної напруги здійснюється за допомогою мікрос-
хеми прецизійного стабілітрона TL431 [20] та оптрона зворотного зв'язку 
PC817. 
П'єзодинамік KPX-G1205A. П'єзодинамік KPX-G1205A виробництва 
Kingstate Electronics [21] має робочу напругу 5 В, струм споживання 30 мА та 
звуковий тиск 85 дБ на відстані 10 см. Забезпечує достатню гучність для ава-
рійної сигналізації. 
 
Висновки до розділу 3 
Розроблено структурну та принципову електричну схеми мікропроце-
сорної системи регулювання температури. Обґрунтовано вибір елементної 
бази з наведенням параметрів кожного компонента. Гальванічна ізоляція між 
25 
 
силовою та мікроконтролерною частинами забезпечена трьома оптронами та 
імпульсним трансформатором блоку живлення. 
  
 
4.  РОЗРАХУНОК ЕЛЕКТРОННИХ КОМПОНЕНТІВ 
4.1 Розрахунок блока живлення 
 
Розрахунок зворотноходового блоку живлення на TNY288 (5В, 2А) 
Рис.4.1. Схема принципова блоку живлення побудованого  на основі TNY288 
 Вихідні дані для розрахунку 
-  Вхідна напруга (Uвх):  ~220В (~310В постійного струму після випрямлен-
ня). Для універсальності закладаємо діапазон 85-265В AC. 
-  Вихідна напруга (Uвих):  5В 
-  Вихідний струм (Iвих):  2А 
-  Вихідна потужність (Pвих):  10 Вт 
-  Частота перемикання (f): 132 кГц (фіксована для TNY288) 
-  Мікросхема: TNY288 (вбудований ключ 700В) 
-  ККД (η): Приймаємо орієнтовно 75% для попереднього розрахунку. 
26 
 
 Розрахунок вхідного кола 
-   Вхідна потужність (Pвх): 
    Pвх = Pвих / η = 10 Вт / 0.75 ≈ 13.33 Вт, де  η=ККД блока живлення  
-  Вхідний струм (Iвх) при мінімальній напрузі мережі (для розрахунку запо-
біжника): 
    Iвх max = Pвх / (Uвх min ∙ cos φ) ≈ 13.33 / (85 ∙ 0.6) ≈ 0.26 A (діюче значення). 
    -   Запобіжник (F1):  Обираємо з запасом на пускові струми. Тип — упові-
льнений (T). Номінал: 1 А (або 1.6 А) / 250В. 
Випрямний міст (BR1): Обираємо з подвійним запасом по струму та напрузі. 
    -   Зворотна напруга: ��зв > 1.5 ∙  ��вх ����∙ = 1.5 ∙  265В ∙  √2 ≈  560 В. Обираємо 600 
В або 1000 В. 
    -   Струм: Iвипр > 2 ∙ Iвх max = 0.52 А. Обираємо 1.5 А або 2 А. 
    -   Тип: 1.5A-2A, 600В-1000В (наприклад, DB107S, KBP206). 
Вхідний конденсатор (C1): Виконує роль фільтра та накопичувача енергії. 
    -   Ємність орієнтовно обирають з розрахунку 1-2 мкФ на 1 Вт вихідної по-
тужності: C1 = (1.5 ∙ Pвих) ≈ 15 мкФ. 
    -   Номінал: 22-47 мкФ / 400 В (електролітичний). 
Розрахунок високочастотного трансформатора 
- Осердя: Для потужності 10 Вт на частоті 132 кГц підійде типорозмір EE16 
або EE19. Матеріал - N87 або аналог. 
- Максимальна індукція (Bmax): Для зменшення втрат обираємо 0.25 Тл (2500 
Гаус). 
  Індуктивність первинної обмотки (Lp):   Для роботи на межі неперервного 
режиму (CCM) приймаємо Lp = 1100-1200 мкГн (1.1-1.2 мГн). 
  Коефіцієнт трансформації (n): 
    Приймаємо відбиту напругу (Uor) ≈ 100В. 
27 
 
    n = Uor / (Uвих + Uд) ≈ 100В / (5В + 0.5В) ≈ 100 / 5.5 ≈ 18.18. Для розрахунку 
приймаємо n = 18. 
Кількість витків: 
    -   Задаємо кількість витків первинної обмотки (Np) = 105 витків (для осер-
дя EE19). 
    -   Кількість витків вторинної обмотки (Ns): Ns = Np / n = 105 / 18 ≈ 5.83. 
Округлюємо до 6 витків. 
    -   Уточнена кількість витків первинної обмотки: Np = Ns ∙ n = 6 ∙ 18 = 108 
витків. 
    -   (Опціонально) Обмотка живлення (первинна):  Nперв = (Uперв + Uд) ∙ (Ns / 
Uвих) = (12В + 0.7В) ∙ (6 / 5В) ≈ 15 витків. 
Зазор: Для отримання необхідної індуктивності  Lp = 1.2 мГн при Np=108 по-
трібен немагнітний зазор в осерді близько 0.1-0.15 мм. 
 Розрахунок вихідного кола 
 Вихідний діод (VD3): Повинен витримувати зворотну напругу та прямий 
струм. 
    -   Зворотна напруга: Uзв = Uвих + (Uвх max / n) = 5 + (375 / 18) ≈ 5 + 21 ≈ 26 В. 
Обираємо з запасом (30-40 В). 
    -   Прямий струм: Iпр = 2 ∙ Iвих = 4 А (імпульсний). Обираємо діод на струм 
3-5 А. 
    -   Тип: 1N5819 (1А, 40В) або краще 1N5822 (3А, 40В) (Діод Шотткі). 
Розрахунок ланцюга зворотного зв'язку (TL431 + PC817) 
1.  Дільник напруги (R3, R4): Задає вихідну напругу 5В. 
��3
�� вих= �������� ∙  (1 + ), де Uref = 2.5 В. 
��4
    -   Задаємо R3 = 2.49 кОм (1%). 
��вих 5
   -   ��4 = ��3 ∙  (  - 1) = 2.49 ∙  (  - 1) = 2.49 кОм. Обираємо найближче  2.4 кОм 
�������� 2.5
(1%). 
2.  Резистор обмеження струму оптрона (R2): Обмежує струм через діод опт-
рона. 
    -   R2 = (Uвих - Uref TL431 - Uled) / Iled = (5 - 2.5 - 1.2) / 0.005 ≈ 260 Ом. 
28 
 
    -   Обираємо R2 = 270 Ом. 
Розрахунок CLC-фільтра для блоку живлення на TNY288 ( для Uвих = 5 В, 
Iвих ≤ 3 А) 
 Вихідні дані: 
-   Мікросхема:   TNY288 (частота перетворення   132 кГц  ) 
-   Вихідна напруга (Uвих):   5 В   
-   Вихідний струм навантаження (Iвих):   до   3 А   
-   Допустимі пульсації вихідної напруги:   не більше   50 мВ   (1% від Uвих) 
-   Частота зрізу фільтра (��зр):   обираємо   500 Гц.  
Особливості для низької вихідної напруги (5 В) 
1.   Відносне падіння напруги:   При напрузі 5 В падіння на активному опорі 
дроселя (DCR) стає більш критичним. Наприклад, падіння 0,15 В — це вже 
3% від 5 В, що може вплинути на стабілізацію. Тому потрібно мінімізувати 
DCR або врахувати це падіння в схемі зворотного зв'язку. 
2.   Напруга конденсаторів:   Для 5 В достатньо конденсаторів з робочою на-
пругою   10 В   (або 16 В для надійності). Це дозволить зменшити габарити та 
вартість. 
Розрахунок компонентів 
1.  Перший конденсатор (C4) 
C4 має забезпечити низький імпеданс на частоті перетворення та поглинути 
імпульсний струм. 
-   Електролітичний конденсатор:     2200 мкФ / 10 В   (Low ESR, 105°C). Це 
забезпечить запас за струмом пульсацій. 
2. Вибір дроселя (L) та другого конденсатора (C5) 
Використовуємо умову частоти зрізу: 
1
��зр.= =500Гц 
2��√����5
Звідки добудемо величину LС5 
2
1
���� -10
5= ( ) =1.01 ∙ 10  
2����зр
 
29 
 
Для струму 3 А обираємо дросель з індуктивністю   22 мкГн  , який має 
низький активний опір та високий струм насичення. 
Знаходимо С2:    
1.01 ∙ 10-9
С5= =45,9 ∙ 10-6 ≈ 460мкф 
22 ∙ 10-6
Врахування активного опору дроселя (DCR) 
Для дроселя 15 мкГн на струм 3 А типовий DCR становить   0,02…0,04 
Ом   (залежно від типорозміру та виробника). 
- Падіння напруги при максимальному току: U=I∙R => 3 ∙ 0,03=0,09В 
0,09
- Відносна втрата напруги:  ∙ 100%=1,8% 
5
Це падіння компенсується схемою зворотного зв'язку (дільником на-
пруги), яка "підніме" напругу на виході перетворювача, щоб на навантаженні 
було рівно 5 В після дроселя. Головне — щоб дросель не нагрівався: потуж-
ність втрат  
  ��=��2�������� ≈ 32 ∙ 0,03=0,27Вт    що цілком нормально. 
Оцінка пригнічення пульсацій 
Нехай на C1 пульсації становлять 100 мВ (пік-пік). На частоті 132 кГц: 
- Індуктивний опір дроселя: 
����= 2���� �� = 2�� ⋅ 132000 ⋅ 1510{-6} ≈ 12,4 Ом 
- Імпеданс конденсатора C2 (460 мкФ) на 132 кГц визначається в основному 
його ESR. Для якісного Low ESR конденсатора ESR ≈ 0,05…0,1 Ом. Візьме-
мо 0,07 Ом. 
- Коефіцієнт пригнічення (дільник напруги): 
���� 0,07
��= 2 = ≈ 0,0056 
����+���� 12,4+0,07
2
- Пульсації на виході: 
∆��вих=∆��С ∙ ��=100мВ ∙ 0,0056=0,56мВ 
1
Реально будуть ще наведення від імпульсних струмів, тому очікувані пульса-
ції    5…15 мВ  , що значно нижче допустимих 50 мВ. 
 
Таблиця 4.1 
30 
 
Перелік елементів  схеми фільтра  (5В/3А) 
Позначення Тип Номінал Корпус / Примі-
тки                            
C4 Електролітичний 2200 мкФ / 10 В       1  0  –  1  2   мм, крок 5 
(Low ESR) мм, 105°C           
L1 Дросель (сило- 22 мкГн / 4,5 А   Наприклад, на 
вий)     (DCR < 0,03 Ом) кільці T68-26 
(жовте), 12 витків 
дротом ⌀1,0 мм 
C5 Електролітичний 470 мкФ / 10 В Діаметр 10–12 
(Low ESR) мм, крок 5 мм, 
105°C 
 
Важливі зауваження 
1.   Тип дроселя:   Уникайте використання екранованих дроселів типу CDRH 
на 3 А — вони малі за розміром і підуть у насичення. Краще застосувати дро-
сель на кільці з розпиленого заліза (наприклад, T50-26B або T68-26) або якіс-
ний готовий дросель із відкритим осердям (наприклад, серія SER, IHLP). 
2.   Пуск блоку живлення:   Велика ємність C4 (2200 мкФ) разом із керамікою 
може створити значний кидок струму при ввімкненні. Переконайтеся, що 
вхідний захист TNY288 (граничний струм) спрацьовує коректно. 
3.   Тепловий режим:   При 3 А електролітичні конденсатори повинні мати 
робочу температуру 105°C і низький ESR, щоб витримати струм пульсацій 
(який може сягати 1–2 А). Перевірте за даташитом конденсатора допустимий 
струм пульсацій на частоті 100 кГц — він має бути не менше 1,5 А. 
-   Результат:   5…10 мВ — відмінний показник для 5-вольтового джерела. 
 Висновок:   Запропонований CLC-фільтр (C1=2200 мкФ/10 В, L=15 мкГн, 
C2=470 мкФ/10 В) повністю відповідає вимогам для живлення 5 В / 3 А та 
забезпечує низький рівень пульсацій. 
Таблиця 4.2 
Список компонентів блоку живлення 
Компонент Позначення Розрахований номінал / Примітка 
31 
 
тип 
Мікросхема  U1 TNY288PG (DIP-7) Основний ШІМ - контро-
лер 
Запобіжник FU1 1 A / 250V (уповільне- Захист від короткого за-
ний микання блоку живлення 
Запобіжник FU2 16 A / 250V (швидкий)  Захист від короткого за-
микання  корисного нава-
нтаження 
Варистор RV1 14D471K Захист від кидків напруги 
Діодний міст VD1 DB107S (1A, 1000В) Випрямлення мережевої 
або KBP206 напруги 
Конденсатор C1 C1 47 мкФ / 400 В Електролітичний, вхідний 
фільтр 
Конденсатор C2 C2 0.1 мкФ / 50 В Керамічний, вивід BP/M  
Трансформатор TV1 Осердя EE16/EE19, Np=108 витків (0.2мм), 
Lp=1.1-1.2 мГн Ns=6 витків (2x0.4мм) 
Діод D3 D3 1N5822 (3А, 40В) Шот- Вихідний випрямляч 
ткі 
Конденсатор C4 C4 2200 мкФ / 10 В (Low Вихідний фільтр 
ESR) 
Конденсатор C5 C5 470 мкФ / 10 В (Low Вихідний фільтр 
ESR) 
Дросель L1 22 мкГн / 4,5 А   (DCR Вихідний фільтр 
< 0,03 Ом) 
Оптрон U2 PC817 (або EL817) Зворотній зв`язок, гальва-
нічна розв'язка 
Регулятор U3 TL431 Стабілізація вихідної на-
пруги 
Резистор R3 R3 2.4 кОм (1%) Верхнє плече дільника 
Резистор R4 R4 2.4 кОм (1%) Нижнє плече дільника 
Резистор R2 R2 270 Ом Обмеження струму опт-
рона 
Демпфер (RCD) R1, C3, D2 47 кОм, 2.2 нФ/1кВ, Захист ключа від викидів 
UF407 напруги 
Варистор RV1 20K431 275V Захист пристроїв та блоку 
живлення від кидків 
вхідної напруги 230В 
32 
 
 
Рекомендації 
1) Демпфер (Snubber): Обов'язково встановіть RCD-демпфер (резистор + 
конденсатор + швидкий діод UF4007) паралельно первинній обмотці 
трансформатора для захисту вбудованого IGBT від викидів напруги. 
2) Трасування плати:  Шляхи, якими тече великий струм (ланцюг стоку, 
вихідний ланцюг діода Шоткі та конденсатора), мають бути короткими 
та широкими. Вхідна "гаряча" земля (Hot GND) та вихідна "холодна" зе-
мля (Cold GND) повинні бути розділені. 
3) Перевірка: Зібраний блок живлення потрібно перевірити під наванта-
женням 2 А. Вихідна напруга має становити 5 В ±5%, пульсації не по-
винні перевищувати 50-100 мВ. 
 
4.2 Розрахунок детектора переходу через нуль 
 
Призначення та принцип роботи 
Детектор переходу через нуль (Zero-Crossing Detector) формує імпульс 
щоразу, коли миттєве значення напруги змінного струму (AC) проходить че-
рез нульовий рівень. Цей сигнал використовується мікроконтролером для си-
нхронізації з мережею, наприклад, у схемах фазового регулювання потужно-
сті (димери, регулятори обертів, керування нагрівачами). 
33 
 
 
Рис. 4.2 Cхема підключення H11AA1 
Оптопара   H11AA1   має на вході два зустрічно-паралельних світлоді-
оди, що дозволяє вмикати її безпосередньо в коло змінного струму без додат-
кового діодного моста. Під час додатної півхвилі струм протікає через один 
світлодіод, під час від’ємної – через другий. Внаслідок цього вихідний тран-
зистор оптопари відкритий протягом обох півхвиль, за винятком коротких 
проміжків часу біля нуля, коли напруга на вході недостатня для запалювання 
світлодіодів. На виході формується сигнал, який після узгодження рівнів мо-
же подаватися на вхід переривання мікроконтролера. 
Розрахунок вхідних струмообмежувальних резисторів.  
Оскільки оптопара вмикається безпосередньо в мережу змінного струму, не-
обхідно обмежити струм через світлодіоди, щоб запобігти їх руйнуванню. 
Параметри світлодіодів H11AA1 
- Пряма напруга  ��пр=1,2 … 1,5В 
- Рекомендований прямий струм Iпр. для стабільної роботи – 5…10 мА (абсо-
лютний максимум 60 мА, тому 10 мА є безпечним значенням). 
Формула для розрахунку резистора 
Резистор вмикається послідовно з одним із виводів джерела змінного 
струму. Його опір визначається за законом Ома для амплітудного значення 
напруги: 
34 
 
��������-��пр
��1=  
��пр
де  ������∙=��діюче ∙ √2   амплітудне значення напруги мережі,   
��пр – пряма напруга світлодіода (нехтуємо в більшості випадків через її ма-
лість порівняно з ������∙,   
��пр – максимально можливий обраний струм (у амперах). 
��
Оскільки �� ����∙
����∙ ≫ ��пр ,  формулу можна спростити до ��=  
��пр
2.3. Приклад для напруги 230 В (50 Гц) 
��діюче=230В →  ������∙=230 ∙ √2 ≈ 324В 
- Обираємо ��пр=5мА=0,005А 
- Знаходимо:  
324
��= =64800Ом 
0,005
Найближчий стандартний номінал –  60 кОм  . При такому опорі фак-
тичний струм становитиме 324/6000=5,4 мА, що цілком прийнятно.  
Застосуємо схему з двома струмообмежувальними резисторами в ланці світ-
ло діодів H11AA1, тобто отриманий опір 60кОм ділемо навпіл  і отримаємо 
два опору по 30кОм  R = 30кOм 2шт. 
Потужність, що розсіюється на резисторі 
�� = ��2
пр ∙  �� 
Для  ��пр=0,0054А  та  ��=30000 
��=0,00542 ∙ 30000 ≈ 0,8Вт 
Отже, необхідно використовувати 2 резистори потужністю  не менше 1 Вт 
опором 30кОм.          ��5, ��6 = 30кОм 
Вхідний (високовольтний) ланцюг 
Розраховані резистори токообмеження   вмикаються послідовно з  виводами 1 
та  2 виводами мікросхеми - H11AA1. 
3-ій  вивід  не задіяний  
 Схема підключення до Arduino 
Вихідний (низьковольтний) ланцюг 
35 
 
- Колектор вихідного транзистора (вивід 5) з’єднується з джерелом живлення 
+5 В через підтяжку 10кОм та до цифрового входу Arduino (наприклад, до 
піна D2, який підтримує зовнішні переривання) 
- Емітер (вивід 4) з’єднується із загальною землею (GND). 
 
3.3. Вибір вихідного резистора 
Резистор між колектором та землею виконує роль навантаження. Його номі-
нал обирають у межах   1…10 кОм . Більший опір (10 кОм) забезпечує менше 
споживання струму, менший (1 кОм) – чіткіші фронти сигналу. Потужність 
резистора може бути мінімальною (0,125 Вт). 
Фільтрація сигналу 
Для зменшення високочастотних завад та усунення «брязкоту» (bouncing) 
рекомендується встановити керамічний конденсатор ємністю   1 нФ   між ви-
водом колектора та землею. Цей конденсатор значно покращує форму імпу-
льсів, які надходять на вхід мікроконтролера. 
Таблиця 4.3 
Підсумкова таблиця компонентів 
Компонент Призначення Номінал / Тип Примітки 
R5 Обмеження струму через 30кОм 2Вт Розраховується ін-
вхідні світлодіоди дивідуально під на-
пругу мережі 
R6 Обмеження струму через 30кОм 2Вт Розраховується ін-
вхідні світлодіоди дивідуально під на-
пругу мережі 
R7 Підтяжка виходу до +V 1…10 кОм   (0,125 Менший номінал дає 
Вт) крутіші фронти          
С6 Зменшення високочасто- 0,01мкФ Покращує форму 
тних завад імпульсів 
U3         Оптопара з двома зустрі- H11AA1   (DIP-6)          З  а безпечує гальвані-
чними світлодіодами чну розв’язку           
 
Рекомендації щодо монтажу 
36 
 
- Резистори  R5, R6 повинні бути розташовані якомога ближче до виводів оп-
топари, щоб зменшити паразитну індуктивність. 
- Дорожки високовольтної частини слід розводити з дотриманням необхідних 
зазорів для безпеки (для 230 В мінімальний зазор між провідниками різних 
потенціалів має бути не менше 4 мм). 
- Вихідний сигнал (з колектора) бажано під’єднувати до входу Arduino екра-
нованим дротом або витою парою, особливо якщо довжина з’єднання пере-
вищує кілька сантиметрів. 
Отже, запропонована схема на H11AA1 дозволяє отримати надійний 
гальванічно розв’язаний сигнал переходу через нуль. Правильний вибір 
струмообмежувального резистора гарантує тривалу роботу оптопари без пе-
регріву, а фільтрувальний конденсатор на виході забезпечує чисті імпульси, 
придатні для обробки мікроконтролером. Отриманий сигнал може викорис-
товуватися для запуску переривань Arduino з метою подальшого фазового 
керування потужним навантаженням. 
 
 
4.3 Розрахунок схеми фазового керування. 
Призначення та принцип роботи 
MOC3021   — це оптопари  з виходом у вигляді симісторного драйвера. 
Вона призначена для гальванічної розв'язки низьковольтного кола керування 
(наприклад, мікроконтролера) від високовольтного кола змінного струму 
(110…240 В). Всередині MOC3021 міститься інфрачервоний світлодіод та 
фотосимістор, який відкривається при подачі струму на світлодіод. Цей фо-
тосимістор   не призначений для безпосереднього керування потужним нава-
нтаженням   (його максимальний струм — 100 мА), а використовується для 
подачі імпульсу на затвор зовнішнього силового симістора. 
Оскільки MOC3021 не має вбудованого детектора переходу через нуль, він 
може відкриватися в будь-який момент напівперіоду, що дозволяє будувати 
схеми фазового регулювання (димери, регулятори потужності). 
37 
 
 
Рис. 4.3 Схема фазового регулювання симістору 
Основні параметри MOC3021 
Для розрахунку необхідні такі характеристики: 
-   Максимальний прямий струм світлодіода Iпр:   60 мА (абсолютний макси-
мум). 
-   Рекомендований струм світлодіода  Iпр: 15 мА   (це максимальне значення, 
необхідне для гарантованого відкривання; реально може бути меншим, але 
для надійності розраховують на 15 мА). 
-   Пряма напруга світлодіода  Vпр:  типово 1,15 В, максимально 1,5 В (при 
Iпр= 10 мА). 
-   Зворотна напруга світлодіода Vзв:   6 В.  
-   Напруга ізоляції Vіз:   5000…7500 В. 
-   Максимальна напруга на виході (Vмах):   400 В (пікове значення). 
-   Піковий струм вихідного фотосимістора (Iсим. мах.):   1 А (протягом 1 мс, 120 
імп/с). 
 
4.3.3 Розрахунок резистора на вході (струмообмежувальний для 
світлодіода) 
38 
 
Резистор послідовно зі світлодіодом обмежує струм до безпечного значення, 
коли на анод подається напруга від мікроконтролера (або іншого джерела ке-
рування). 
4.3.3.1 Вихідні дані для розрахунку 
- Напруга живлення логіки Vж.:   +5 В   (для Arduino). 
- Пряма напруга світлодіода Vпр.:   1,2 В   (типове значення). 
- Бажаний струм через світлодіод (Iпр):   15…20 мА   (обираємо 16 мА для на-
дійного відкривання). 
Формула 
��ж-��пр
��вх=  
��пр
Розрахунок для 5 В 
5-1,2
��вх= =237,5Ом 
0,016
Обираємо найближчий стандартний номінал   240 Ом   (або 220 Ом). 
Перевірка струму:   
5-1,2
��пр= =15,8мА 
240
що менше за максимальні 60 мА. 
Потужність резистора 
�� 2 2
�� =�� ∙ ��
вх вх=0,015 ∙ 240=0,06Вт 
Достатньо резистора потужністю   0,125 Вт . 
 
Розрахунок резистора на виході (для обмеження струму затвора си-
лового симістора) 
Коли фотосимістор відкривається, він подає струм на затвор зовніш-
нього силового симістора. Необхідно обмежити цей струм, щоб не пошкоди-
ти як фотосимістор (максимум 1 А імпульсний), так і сам симістор. 
Вибір силового симістора 
Припустимо, ми використовуємо популярний симістор   BTA20-600. 
 Його параметри: 
- Максимальний струм затвора Iзат мах:   50 мА   (зазвичай). 
39 
 
- Напруга відпирання затвора Vвідкр: близько   1,5 В . 
 Визначення максимальної напруги, яка може прикладатися до резисто-
ра. В момент, коли фотосимістор відкривається, а силовий симістор ще за-
критий, практично вся напруга мережі (в ідеалі) прикладається до кола   "А-
К" симістора. Однак на практиці через наявність навантаження падіння на-
пруги розподіляється. Найгірший випадок — коли навантаження має дуже 
малий опір, і напруга на симісторі близька до напруги мережі. 
Але важливо розуміти:   резистор у колі затвора розраховується на імпульс-
ний струм, а не на середньоквадратичне значення  . Після відкривання сило-
вого симістора напруга на ньому падає до 1–2 В, і струм через резистор різко 
зменшується. Тому резистор витримує короткочасні імпульси значно більшої 
потужності, ніж статичні. 
У типових схемах використовується резистор   360 Ом . 
Розрахунок струму через фотосимістор 
Для оцінки візьмемо амплітудне значення напруги мережі 230 В: 
����=230 ∙ √2 ≈ 325В 
У колі: фотосимістор (у відкритому стані має невеликий опір, але для спро-
щення вважаємо його нульовим) + резистор + перехід затвор-катод симістора  
��зат ≈  1,5 В. 
����-��зат 323,5
��зат= = ≈ 0,9 
���������� 360
Це менше за максимально допустимий імпульсний струм фотосимістора (1 
А). Отже,   360 Ом   є прийнятним значенням. 
Потужність резистора 
Середня потужність на резисторі дуже мала, оскільки струм протікає лише 
короткими імпульсами на початку кожного напівперіоду, поки симістор не 
відкриється. У типових схемах використовують резистори потужністю   0,25 
Вт   або   0,5 Вт  . Резистор 360 Ом  0,5 Вт є надійним вибором. 
Розрахунок RC-снабера (демпфера) для силового симістора 
Снабер (послідовно з'єднані резистор і конденсатор) вмикається паралельно 
силовому симістору для запобігання помилковому вмиканню через високу 
40 
 
швидкість наростання напруги (����/����) після вимкнення струму через індукти-
вне навантаження. Без снабера симістор може самовільно відкриватися. 
У типових схемах використовують снабер   39 Ом + 0,01 мкФ  . 
Розрахунок напруги на конденсаторі 
Для мережі 230 В (діюче) амплітудне значення становить 325 В. Конденсатор 
повинен бути розрахований на пікову напругу з запасом. Мінімальна робоча 
напруга конденсатора має бути   400 В   або   630 В  . Використання конден-
сатора на 250 В є неприпустимим, оскільки 250 В (діюче) дає пік 350 В, що 
перевищує запас надійності. 
Розрахунок потужності на резисторі снабера 
Струм через конденсатор Csnub на частоті 50 Гц: 
Визначимо реактивний опір конденсатору 
1 1
����= = ≈ 318кОм 
2������ 2�� ∙ 50 ∙ 10-8
Звідки знаходимо струм через конденсатор  
��діюче 230В
��С= = ≈ 0,72мА 
���� 318000
 
Потужність, що розсіюється на резисторі R8 (39 Ом): 
�� 2
��8=���� ⋅ ��=0,000722 ⋅ 39 ≈ 2 ∙ 10-5В 
Це мізерна потужність, тому резистор може бути будь-якої малої потужності 
(0,125 Вт або 0,25 Вт). Однак на практиці резистори в снаберах іноді беруть з 
більшою потужністю для механічної міцності. 
  5.3. Рекомендовані номінали снабера 
-   R8:   39…100 Ом / 0,5…1 Вт. 
-   C7:   0,01…0,1 мкФ / 400…630 В (краще керамічний або поліпропілено-
вий). 
Резистор між затвором та виводом MT1 силового симістора 
Для запобігання випадковому відкриванню симістора від струмів витоку та 
підвищення завадостійкості, між затвором (gate) та виводом MT1 (або A1) 
41 
 
вмикають резистор. Типове значення —   300…500 Ом  . У деяких схемах йо-
го не встановлюють, якщо використовується снабер. 
Таблиця 4.4 
Підсумкова перелік компонентів (для 230 В / 50 Гц) 
Компонент Позна- Номінал Потуж- Призначення 
чення ність/Напруга 
Резистор на R10 240 Ом   0,125 Вт Обмеження струму світлодіода 
вході MOC3021 
Резистор у колі R9 360 Ом 0,5 Вт Обмеження струму фотосиміс-
затвора тора та струму затвора силового 
симістора 
Резистор сна- R8 39…100 0,5…1 Вт Разом із Csnub обмежує швид-
бера Ом кість наростання напруги 
(dV/dt) 
Конденсатор C7 0,01…0,1 400…630 В    Разом із Rsnub захищає симістор 
снабера мкФ від помилкового вмикання 
Резистор Rgk 330…470 0,25 Вт Підвищує завадостійкість (за-
"Gate-MT1" Ом побігає відкриванню від струмів 
витоку) В схемі не використо-
вується. 
Оптопара U4 MOC3021  Гальванічна розв'язка та драй-
вер симістора 
Симістор VD4 BT20-600 Залежить від Комутація потужного наванта-
навантаження ження 
 
Важливі зауваження 
   Індуктивне навантаження:   Якщо навантаження має індуктивний характер 
(двигун, трансформатор), наявність снабера є обов'язковою. Для активного 
навантаження (лампа розжарювання, ТЕН) снабер можна не встановлювати, 
але це зменшує завадостійкість. 
  Тепловий режим:   Силовий симістор може потребувати радіатора залежно 
від струму навантаження. 
   Монтаж:   Доріжки високовольтної частини слід розводити з достатніми 
зазорами (не менше 2 мм для 230 В) для запобігання пробою та іскрінню. 
Висновки 
1. Резистор на вході MOC3021 розраховується на струм 15…20 мА: для 5 
В це   240 Ом  . 
2. - Резистор у колі затвора силового симістора обирається   360 Ом  . 
42 
 
3. Снабер (39 Ом + 0,01 мкФ / 400 В) захищає симістор від помилкового 
вмикання при роботі з індуктивним навантаженням. 
4. - Конденсатор снабера обов'язково повинен бути розрахований на на-
пругу   не менше 400 В   (для мережі 230 В). 
Запропонована схема забезпечує надійне гальванічно розв'язане керування 
потужним навантаженням від мікроконтролера. 
 
          4.4  Розрахунок каналу релейного керування 
Призначення елементів схеми 
 
Рис. 4.4. Схема керуванням реле 
Схема транзисторного ключа для керування реле містить такі компоненти: 
-   Резистор R16   – обмежує струм бази, задаючи режим насичення транзисто-
ра. 
-   Резистор R17   – вмикається між базою та емітером для гарантованого за-
кривання транзистора за відсутності керуючого сигналу та підвищення зава-
достійкості. 
-   Захисний діод VD  - шунтує викиди самоіндукції котушки реле. 
Параметри транзистора 2SC945 
Для розрахунку використовуються такі характеристики: 
-   Тип структури:   NPN 
43 
 
-   Максимальний струм колектора  IC(max):   150 мА 
-   Максимальна напруга колектор-емітер VCEO:   50 В 
-   Коефіцієнт підсилення за струмом hFE:   >  180    
-   Напруга насичення база-емітер VBE(sat):   ≈ 0,62 В (при I_C = 100 мА) 
-   Напруга насичення колектор-емітер VCE(sat):   ≤ 0,3 В 
Вихідні дані реле 
Для типового реле 5 В: 
- Опір котушки Rrelay = 70 Ом → струм колектора     ��к =5 В/70 Ом ≈ 71 мА  - Зао-
круглемо до IК =  100 мА  . 
Розрахунок резистора R17  
Вибір струму через R17 
Резистор R17 вибирають таким, щоб у робочому режимі через нього протікала 
невелика частина загального струму, що виходить з бази. Рекомендоване 
співвідношення: струм через R17 має становити приблизно 1/10…1/5 від 
струму бази IB. 
При відкритому транзисторі напруга на переході база-емітер VBE ≈ 0,62 В. 
Задаємо струм через RBE на рівні 0,2 мА (що буде приблизно 1/6 від очікува-
ного струму бази). 
Тоді: 
������ 0,62
��17= = =3100Ом 
����17 0,0002
Обираємо стандартний номінал   3,3 кОм  . 
Уточнення:   При RBE = 3,3 кОм струм через нього становитиме: 
������ 0,62
����17= = ≈ 0,000189А=0,189мА 
��17 33000
Розрахунок необхідного струму бази 
Для забезпечення режиму насичення при струмі колектора IK = 100 мА та ко-
ефіцієнті підсилення hFE = 180 мінімально необхідний струм бази становить: 
���� 0,1��
����(������)= = =0,000556А=0,556мА 
ℎ���� 180
44 
 
Для гарантованого насичення з урахуванням розкиду параметрів та темпера-
турних змін вводимо коефіцієнт запасу   K = 3   (рекомендований для ключо-
вих схем): 
����=���������� ∙ ��=0,556 ∙ 3 ≈ 1,67мА 
Розрахунок повного струму, який повинен забезпечити вихід Arduino 
Оскільки частина струму відгалужується в резистор RBE, загальний струм Iout, 
що витікає з виводу мікроконтролера, дорівнює сумі струму бази IB та струму 
через RBE: 
��������=����+����16=1,67+0,212=1,882мА 
Розрахунок базового резистора R16 
Напруга на виході Arduino в стані логічної "1" становить близько 5 В. Падін-
ня напруги на переході база-емітер VBE ≈ 0,8 В (беремо більше значення для 
гарантії). Отже, напруга на резисторі RB: 
����16=��������-������=5-0,8=4,2В 
Опір R16 визначається за законом Ома: 
������ 4,2В
��16= = ≈ 2232Ом 
�������� 0,001882
Обираємо найближчий стандартний номінал з ряду Е24: 
-   2,2 кОм   
   7.1. Перевірка для R16 = 2,2 кОм 
Фактичний струм Iout: 
4,2
��������= ≈ 0,001909А=1,909мА 
2200
Струм бази ���� = �������� - �� ��17= 1,909 - 0,212 = 1,697 мА, що більше за необхідні 1,67 
мА. 
Потужність резисторів 
-   R16:   �� = ��2
������ ∙  ���� = (0,001909)² ∙  2200 ≈  0,008 Вт – достатньо резистора потуж-
ністю  0,125 Вт. 
-  R17:   �� = ��2
����/ ������  = 0,7² / 3300 ≈  0,00015 Вт – достатньо резистора потужністю  
0,125 Вт. 
Захисний діод 
45 
 
Обов'язковий елемент – діод, увімкнений паралельно котушці реле: катод до 
+5 В, анод до колектора транзистора. Рекомендовані типи: 
-   1N4148   (для струмів до 200 мА) 
-   1N4001…1N4007   (серія 1N400x, струм до 1 А) 
-   1N5819   (діод Шотткі) 
   Таблиця 4.5 
Підсумкова таблиця компонентів 
Компонент Позначення Номінал Потужність /  Призначення 
Тип 
Резистор бази R16 2,2 кОм    0,125 Вт Обмеження струму 
бази 
Резистор база- R17 3,3 кОм    0,125 Вт Забезпечення за-
емітер критого стану, під-
вищення завадос-
тійкості 
Транзистор VT4 2SC945    TO-92 Електронний ключ 
Захисний діод VD7 1N4148 DO-35 Гасіння викидів 
самоіндукції 
Реле K1 5 В / 70…200  Комутація зовніш-
мА нього навантажен-
ня 
 
 
4.5.  Важливі зауваження 
1.   Призначення R17:   Цей резистор гарантує, що при відсутності ке-
руючого сигналу (логічний "0" або високоімпендансного стану виходу) поте-
нціал бази дорівнює потенціалу емітера, що надійно закриває транзистор. Це 
особливо важливо в умовах підвищених температур або за наявності зовніш-
ніх завад. 
2.   Вплив на навантаження Arduino:   Повний струм, що споживається 
від виходу мікроконтролера, становить менше 2 мА, що значно нижче грани-
чних 20 мА. 
46 
 
3.   Високий коефіцієнт підсилення:   Завдяки h_FE = 180 струм бази 
потрібен відносно невеликий, що дозволяє використовувати резистори R16 
номіналом 2,2 кОм і зменшити навантаження на джерело сигналу. 
4.   Захист від самоіндукції:   Наявність діода VD є обов'язковою, оскі-
льки без нього викид напруги при вимкненні реле може пробити транзистор. 
 
 4.6 Висновки 
- Для керування реле 5 В зі струмом котушки до 100 мА через транзистор 
2SC945 з коефіцієнтом підсилення 180 оптимальними є: 
  -   R16 = 2,2 кОм   
  -   RBE = 3,3 кОм   
- Резистор RBE підвищує надійність схеми, особливо в умовах, де можливі 
завади або високі температури. 
- Захисний діод обов'язково встановлюється паралельно котушці реле. 
 
 
 
 
 
 
 
4.5 Розрахунок каналу ШІМ постійного струму 
47 
 
 
Рисунок 4.5.Схема принципова ШІМ для джерела постійного струму 
Вихідні дані 
Струм захисту Iзах:   23 А. 
Сигнал керування з Arduino:   5 В, логічний рівень. 
Транзистор VT1:   MPSA42 (VКE = 300 В, IКmax = 100 мА, hFEmin = 40). 
Оптопара U5:  PC817 (IFmax = 50 мА, CTR ≥ 50%  при  IF = 5 мА, VF = 1,2 В). 
IGBT VT2:   SPW47N60C3 (VGE(th) ≈ 5 В, VGE_max = ±20 В, Ciss ≈ 2 нФ). 
Діапазон напруги живлення: 24 В — 60 В 
Частота ШІМ: 490 Гц 
Період: T = 1/490 = 2,041 мс 
Таблиця 4.6   
Перелік основних компонентів 
Позиція Компонент Призначення 
VT2 YGW60N65F1 Силовий IGBT ключ (650 В / 60 А) 
VT1 MPSA42 NPN транзистор захисту (300 В) 
VD5 Fast Recovery  Зворотний діод навантаження 
VD6 1N4744A Стабілітрон 15 В захист затвора 
U5 PC817 Оптопара гальванічної розв'язки 
R11 Шунт Датчик струму 
48 
 
R12 Резистор Обмеження базового струму VT1 
R13 Резистор Підтяжка бази VT1 та розряд затвора 
R14 Резистор Обмеження струму затвора IGBT 
R15 Резистор Обмеження струму LED оптопари 
 
Таблиця 4.7 
Параметри  IGBT YGW60N65F1 
Параметр Значення 
Максимальна напруга VCE 650 В 
Максимальний струм IC 60 А 
Порогова напруга затвора VGE(th) 4,1 — 5,8 В 
Оптимальна напруга керування VGE 15 В 
Повний заряд затвора Qg 130 нКл 
Вхідна ємність Cies 5,3 нФ 
VCE(sat) при 20 А 1,35 В 
VCE(sat) при 40 А  1,70 В 
     
Розрахунок  R14 -  резистор затвору IGBT 
Стабілітрон  VD6 (1N4744A, 15 В)  обмежує напругу на затворі. 
Мінімальний струм стабілізації VD6:   ������ = 0,25 мА. 
Вимога по часу заряду затвора — не більше 2% від періоду: 
������(����х) = 0,02 ∙  2041 = 40,8 мкс 
 
Мінімальний струм заряду: 
���� 130 нКл 
����������(������) =  =  = 3,19 мА 
������(������) 40,8 мкс
Максимально допустимий R14  (при �������� = 24 В): 
�������� −  ���� (24 −  15) 
��14(������) = =  = 2821 Ом 
�� ��������(������)  0,00319
Обраний номінал: R14 = 2,7 кОм, 1 Вт (ряд E24) 
Обрахунок параметрів при зміні напруги в межах 24-60В 
49 
 
Формули розрахунку: 
�������������� −  15
����14 =  
 2700
 ��  130 ∙ 10(-9)
��   
������ =  =  
 ����14  ����14
(�������������� −  15)2  
����14 =  
2700
Таблиця 4.8 
 Потужність розсіювання  R14 при зміні напруги в межах 24-60В 
Vsupply (В) IR14 (мА) ton (мкс) ton/T (%) PR14 (Вт) 
24 3,33 39,0 1,91 0,024 
30 5,56 23,4 1,15 0,067 
36 7,78 16,7 0,82 0,131 
48 12,22 10,6 0,52 0,327 
60 16,67 7,8 0,38 0,731 
 
Перевірка потужності стабілітрона VD6 при 60 В: 
������6 = 15 ∙  16,67 мА = 0,25 Вт 
(максимально допустима 1 Вт — запас 4-кратний) 
Висновок:  R14 = 2,7 кОм, 1 Вт — забезпечує надійну роботу у всьому діапа-
зоні. 
Розрахунок  R13 — РЕЗИСТОР РОЗРЯДУ ЗАТВОРА 
При вимкненні ШІМ затвор IGBT розряджається через R13. 
Час розряду: 
����  ∙  ��13 130 ∙ 10-9 ∙  1500
�������� =  =  = 13 мкс 
 ��GE  15
Відношення до періоду: 
��������   13 
=  = 0,64% 
�� 2041
Потужність розсіювання (пікова): 
��2
GE  225  
����13 =  = = 0,15 Вт 
 ��13  1500
Висновок: R13 = 1,5 кОм, 0,25 Вт. 
Розрахунок ланцюга захисту по струму 
50 
 
Принцип роботи: 
Струм навантаження протікає через шунт R11. Напруга на шунті подається 
через резистор R12 на базу транзистора VT1 (MPSA42). Резистор R13 підтя-
гує базу VT1 до землі. При перевищенні порогового струму VT1 відкрива-
ється і шунтує затвор IGBT на землю, вимикаючи силовий ключ. 
Поріг спрацювання: 
Напруга на базі VT1 визначається дільником R12 та R13: 
����11 ∙  �� 13
�� ����=  
 ��12 + ��13
Умова відкривання VT1: 
�� ����(����) = 0,65 В 
Напруга на шунті при спрацюванні: 
������(����) ∙  (��12 + ��13) 
����11(��������) =  
 ��13
 
Розрахунок R11 та R12 
Обраний R12 = 150 Ом. 
0,65 ∙  (150 + 1500) 
����11(��������) =  = 0,65 ∙  1,10 = 0,715 В 
 1500
Цільовий пороговий струм: �� ��������= 24 А. 
����11(��������)  0,715   
��11 =  = = 0,0298 Ом 
���������� 24
Обраний номінал:  R11 = 0,030 Ом  
Фактичний пороговий струм: 
0,715
���������� =  = 23,8��  
0,030
Перевірка базового струму VT1 при спрацюванні 
 
(����11(��������) −  ������) (0,715 −  0,65)
��Б = =  = 0,433 мА 
 ��12  150
 
Колекторний струм VT1  (h_FE(min) = 40 для MPSA42): 
���� = ℎ_���� ∙  ��Б = 40 ∙  0,433 = 17,3 мА 
Потрібний струм для шунтування затвора: 
51 
 
��GE ��GE 15 15
��К(потр.) =  +  =  +  = 10,0 + 5,6 = 15,6 мА 
��13 ��14 1500 2700
 
17,3 мА  >  15,6 мА — VT1 надійно шунтує затвор. 
Потужність шунта R11 
Формула розрахунку:  ����11 = ��2
�������� ∙  ��11 ∙  �� 
D показує яку частину періоду ШІМ силовий ключ VT2 знаходиться у 
відкритому стані і через шунт R11 тече струм навантаження. 
��імпульсу  
�� =  
��періоду
Де: 
tімпульсу — час коли VT2 відкритий (струм тече) 
Tперіоду = 2,041 мс (при 490 Гц) 
 Таблиця  4.9 
Розрахунку потужності розсіювання R11 
Режим Iload (А) D PR11 (Вт) 
Пороговий 23,8 1,0 17,0 
Нормальний 15 0,7 4,73 
Нормальний 10 0,5 1,50 
Легкий 5 0,3 0,23 
 
Висновок:  R11 = 0,030 Ом, потужність не менше 20 Вт. 
R12 = 150 Ом, 0,25 Вт. 
Таблиця 4.10 
Час реакції захисту 
Етап Час (мкс) 
Наростання напруги на R11 менше 0,1 
Відкривання VT1 (MPSA42) 0,05 
Розряд затвора VT2 через R13 13,0 
РАЗОМ 13,2 
 
52 
 
13,2  
Відношення до періоду: ∙ 100%= 0,65% 
 2041
РОЗРАХУНОК R15 — РЕЗИСТОР СВІТЛОДІОДА ОПТОПАРИ 
Параметри  PC817: 
Пряма напруга LED: VF = 1,2 В 
Коефіцієнт передачі CTR: 50 — 600% (типово 200%) 
Максимальний струм колектора: 50 мА 
Максимальний потрібний струм фототранзистора (при 60 В): 
��������������(������) −  ���� (60 −  15)
��К(������) =  =  = 16,67 мА 
��14   2700
Цільовий струм LED:  ILED = 14 мА 
Для мікроконтролера  5,0 В: 
R15 = (5,0 — 1,2) / 0,014 = 271 Ом, обраний 270 Ом 
Таблиця 4.11 
Перевірка достатності коефіцієнту передачі оптопари 
Vsupply (В) IК потр. (мА) CTR потр. (%) CTR тип. (%) Запас 
24 3,33 24 200 ×8,3 
36 7,78 56 200 ×3,6 
48 12,22 87 200 ×2,3 
60 16,67 119 200 ×1,7 
 
Висновок:   R15 = 270 Ом (5 В), потужність 0,125 Вт. 
 
ПЕРЕВІРКА  СТАБІЛІТРОНА VD6 
Таблиця 4.12   
Токових навантажень на стабілітрон при різних напругах живлення 
Vsupply (В) IZ (мА) PVD6 (Вт) Pmax (Вт) Запас 
24 3,33 0,050 1,0 ×20 
30 5,56 0,083 1,0 ×12 
36 7,78 0,117 1,0 ×8,5 
48 12,22 0,183 1,0 ×5,5 
60 16,67 0,250 1,0 ×4,0 
 
Висновок: 1N4744A (15 В, 1 Вт) — працює з великим запасом. 
53 
 
ВИБІР ДІОДА VD5 
Таблиця 4.13  
Параметри діоду VD5 
Параметр Вимога Обраний DSEI30-06A 
Зворотна напруга не менше 100 В 600 В 
Прямий струм не менше 25 А 30 А 
Час зворотного відновлення не більше 100 нс 40 нс 
Корпус — TO-247 
  
ТЕПЛОВИЙ РОЗРАХУНОК  IGBT  VT2 
При 490 Гц комутаційні втрати зневажливо малі. Домінують втрати провід-
ності. 
Формула розрахунку:  ����������  = ��К��(������) ∙  ���������� ∙  �� 
Таблиця 4.14 
Потужність розсіювання IGBT при різному коефіцієнті заповнення  
ШІМ (D) 
Iload (А) D VCE(sat) (В) Pcond (Вт) Psw (Вт) Ptotal (Вт) 
5 0,30 1,05 1,6 0,01 1,6 
10 0,50 1,20 6,0 0,04 6,0 
15 0,70 1,28 13,4 0,07 13,5 
20 0,90 1,35 24,3 0,10 24,4 
 
Тепловий опір IGBT: 
Кристал — корпус: ������ = 0,43 С/Вт 
Корпус — радіатор: ������ = 0,50 С/Вт (з термопастою) 
(�� - �� )  
Формула розрахунку : ������  = �� ������ - ��
�� ����  −  ������ 
����������
(Tj = 150 С, Tamb = 40 С) 
Таблиця 4.15    
Розрахунок радіатору охолодження  IGBT 
Ptotal (Вт) Rsa макс. (С/Вт) Тип радіатора 
1,6 67,9 Без радіатора 
6,0 17,4 Невеликий пластинчатий 
13,5 7,2 Середній реберний 
24,4 3,6 Великий реберний або з вен-
тилятором 
 
54 
 
Таблиця 4.16  
Зведена таблиця компонентів 
Позиція Номінал Потужність Тип або модель Примітки 
R11 0,030 Ом 20 Вт Дротяний шунт Itrip = 23,8 А 
R12 150 Ом 0,25 Вт МЛТ або SMD Обмеження 
1206 IB(VT1) 
R13 1,5 кОм 0,25 Вт МЛТ або SMD Розряд затвора 
1206 
R14 2,7 кОм 1 Вт МЛТ або SMD Заряд затвора 
2512 
R15 (5 В) 270 Ом 0,125 Вт МЛТ або SMD Струм LED U5 
0805 
VD5 DSEI30-06A — TO-247 600 В та 30 А 
VD6 1N4744A 1 Вт DO-41 Стабілітрон 15 
В 
VT1 MPSA42 0,625 Вт TO-92 NPN 300 В 
VT2 YGW60N65F1 — TO-247 IGBT 650 В та 
60 А з радіато-
ром 
U5 PC817 — DIP-4 Оптопара 
 
Таблиця  4.17  
Перевірка по всіх напругах живлення 
Vsupply Igate ton (мкс) toff (мкс) IZ VD6 PR14 PVD6 Itrip (А) Статус 
(В) (мА) (мА) (Вт) (Вт) 
24 3,33 39,0 13 3,33 0,024 0,050 23,8 Норма 
30 5,56 23,4 13 5,56 0,067 0,083 23,8 Норма 
36 7,78 16,7 13 7,78 0,131 0,117 23,8 Норма 
48 12,22 10,6 13 12,22 0,327 0,183 23,8 Норма 
60 16,67 7,8 13 16,67 0,731 0,250 23,8 Норма 
 
ВИСНОВОК 
Призначення схеми: 
Розрахована схема являє собою  силовий вихідний каскад ШІМ на базі 
IGBT транзистора  з гальванічною розв'язкою та захистом від перевантажен-
ня по струму. Схема призначена для керування потужним навантаженням 
постійного струму (двигуни, соленоїди, нагрівачі, електромагніти) в діапазо-
ні напруг живлення від 24 В до 60 В. 
Таблиця 4.18   
Основні технічні характеристики 
55 
 
Параметр Значення 
Діапазон напруги живлення 24 — 60 В DC 
Частота ШІМ 490 Гц 
Період ШІМ 2,041 мс 
Максимальний робочий струм навантажен- 20 А (тривалий) 
ня 
Пороговий струм захисту 23,8 А 
Час реакції захисту 13,2 мкс 
Діапазон регулювання D 2 — 99% 
Гальванічна розв'язка Оптопара PC817 
Напруга керування затвором IGBT 15 В (стабілізована) 
Сумісність з мікроконтролером 3,3 В або 5 В (вивід PB3) 
 
Таблиця 4.19  
Працездатність у всьому діапазоні напруг 
Параметр При 24 В При 36 В При 48 В При 60 В Статус 
Час відкривання 39 мкс 16,7 мкс 10,6 мкс 7,8 мкс Норма 
IGBT 
Час закривання 13 мкс 13 мкс 13 мкс 13 мкс Норма 
IGBT 
Напруга на затворі 15 В 15 В 15 В 15 В Стабільна 
Струм стабілітрона 3,33 мА 7,78 мА 12,22 мА 16,67 мА Норма 
Потужність на R14 0,024 Вт 0,131 Вт 0,327 Вт 0,731 Вт Норма 
Потужність на VD6 0,050 Вт 0,117 Вт 0,183 Вт 0,250 Вт Норма 
Поріг захисту 23,8 А 23,8 А 23,8 А 23,8 А Стабільний 
CTR оптопари пот- 24% 56% 87% 119% Норма 
рібний 
 
Схема забезпечує стабільну роботу на всіх напругах від 24 В до 60 В. Напру-
га керування затвором IGBT залишається стабільною на рівні 15 В завдяки 
стабілітрону VD6. Поріг захисту не залежить від напруги живлення. 
Енергетична ефективність 
При частоті ШІМ 490 Гц комутаційні втрати на IGBT складають менше 0,1 
Вт і є зневажливо малими. Домінуючими є втрати провідності, які визнача-
ються падінням напруги VCE(sat) на відкритому транзисторі. 
Таблиця  4.20 
ККД  віхідного ланцюгу ШІМ 
Режим роботи I_load (А) D Втрати про- Втрати ко- ККД каскаду 
відності (Вт) мутації (Вт) (при 48В) 
Легкий 5 0,3 1,6 0,01 97,8% 
Середній 10 0,5 6,0 0,04 97,5% 
Важкий 15 0,7 13,5 0,07 97,3% 
56 
 
Максимальний 20 0,9 24,4 0,10 97,2% 
 
ККД силового каскаду складає 97 — 98% на всіх режимах роботи, що є 
відмінним показником для схеми на дискретних компонентах. 
 
Надійність та захист 
Схема забезпечує  три рівні захисту:  
Рівень 1:  Захист затвора IGBT. Стабілітрон VD6 (1N4744A, 15 В) обмежує 
напругу затвора незалежно від напруги живлення. Запас по потужності стабі-
літрона становить від 4 до 20 разів залежно від напруги живлення. 
Рівень 2:  Захист від перевантаження по струму. Ланцюг R11-R12-VT1-R13 
забезпечує автоматичне вимкнення IGBT при перевищенні струму 23,8 А. 
Повний час реакції захисту складає 13,2 мкс, що становить лише 0,65% від 
періоду ШІМ. 
Рівень 3:  Гальванічна розв'язка.  Оптопара PC817 забезпечує повну гальвані-
чну ізоляцію між силовою частиною (24 — 60 В) та мікроконтролером (5 В). 
Напруга ізоляції PC817 складає 5000 В, що багаторазово перевищує робочу 
напругу. 
 
57 
 
Таблиця 4.21  
Вимоги до конструктивного виконання 
Компонент Вимога 
VT2 (IGBT) Радіатор з тепловим опором не більше 3,6 С/Вт для максимально-
го режиму 
R11 (шунт) Потужний дротяний, константановый або манганіновий шунт не 
менше 20 Вт 
VD5 (діод) Корпус TO-247 за необхідності встановити на радіатор 
Друкована плата Силові доріжки шириною не менше 3 мм на кожен ампер 
Роз'єми X3 та X4 Розраховані на максимальний струм навантаження з запасом 
 
Підсумок: 
Проведений розрахунок підтверджує повну працездатність схеми вихідного 
каскаду ШІМ IGBT у заданому діапазоні напруг живлення від 24 В до 60 В 
при частоті ШІМ 490 Гц. Оптимізація чотирьох елементів (R11, R12, R14, 
R15) відносно початкових номіналів забезпечила: 
- надійне відкривання IGBT при мінімальній напрузі 24 В 
- стабільну напругу керування затвором 15 В на всьому діапазоні 
- точний поріг захисту 23,8 А з часом реакції 13,2 мкс 
- гарантовану роботу оптопари при максимальній напрузі 60 В 
- ККД силового каскаду 97 — 98% 
Схема готова до практичної реалізації з урахуванням наведених вимог до 
конструктивного виконання та тепловідведення. 
 
 
 
 
 
 
 
4.6 Розрахунок блоку звукової сигналізації 
Принцип роботи та схема блоку звукової сигналізації 
58 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
Рис. 4.6.Схема блоку звукової сигналізації 
Вивід PB4 (D12) Arduino Nano підключається через струмообмежувальний 
резистор R26 до бази транзистора VT4 (2SC945). 
Між базою та емітером VT4 встановлюється резистор R25 для гарантованого 
закривання транзистора при низькому рівні сигналу (опціонально). 
Емітер VT4 з'єднується з спільним проводом (GND). 
Колектор VT4 підключається до від'ємного виводу зумера BZ1(KPX-G1205A). 
Позитивний вивід зумера з'єднується з шиною живлення +5 В (спільне джерело 
живлення з Arduino Nano). 
Розрахунок резистора бази R26 
 Параметри схеми: 
Напруга живлення зумера: +5 В. 
Струм споживання зумера KPX-G1205A:  ��К=30мА (типове значення). 
Транзистор 2SC945: коефіцієнт передачі струму ℎ���� ≥ 70  (в насиченні беремо 
мінімальний запас). 
Напруга на виході Arduino при високому рівні: ������4 ≈ 5В. 
Напруга база–емітер в насиченні:  ������ ≈ 0,7В. 
Мінімальний струм бази для насичення: 
59 
 
��
�� �� 30
��,������= = ≈ 0,43мА. 
ℎ���� 70
Для надійного відкривання приймаємо струм бази  ����=1мА (коефіцієнт запасу 
≈ 2,3). 
Падіння напруги на резисторі R26: 
����26=��������-������=5-0,7=4,3В. 
Опір резистора: 
����25
4,3
��26= = =4,3кОм. 
���� 0,001
Обираємо стандартний номінал 4,7 кОм. Фактичний струм бази при цьому: 
4,3
����= ≈ 0,91мА, 
4700
що достатньо для насичення. 
Призначення резистора R25 
Резистор R25=10 кОм підключається паралельно переходу база–емітер і за-
безпечує: 
a) підтягування бази до «землі» при високоімпедансному стані виводу PB4 
(наприклад, у момент скидання мікроконтролера); 
b) запобігання хибним відкриванням від наведень. 
c) При високому рівні на PB4 струм через R25 дуже малий 
0,7
d) ����25 ≈ =0,07мА   і не впливає на керування. 
10��
Примітки 
a) KPX-G1205A є зумером із вбудованим генератором, тому при подачі жи-
влення він видає безперервний звук. Транзистор працює в ключовому 
режимі: відкритий – звук є, закритий – звуку немає. 
b) Максимальний струм колектора 2SC945 (до 100…200 мА) перевищує 
споживання зумера, транзистор працює в безпечному режимі. 
c) Додатковий захисний діод паралельно зумеру не потрібен, оскільки на-
вантаження не індуктивне. 
 
 
4.8 Розрахунок ланцюгів дисплея 
60 
 
   Загальні відомості 
  LCD1602   — це алфавітно-цифровий дисплей, що відображає 2 рядки по 16 
символів. Він може працювати у двох режимах: 
-   8-бітний   — використовуються всі 8 ліній даних (DB0…DB7). 
-   4-бітний   — використовуються лише 4 старші лінії даних (DB4…DB7), що 
дозволяє заощадити 4 виводи мікроконтролера. Це найпоширеніший спосіб 
підключення. 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
Рис.4.7. Схема принципова підключення LCD1602 
Таблиця 4.22   
Призначення виводів LCD1602 
Вивід Назва Опис 
1 VSS Земля (GND) 
2 VDD Живлення (+5 В) 
3 V0 Регулювання контрастності 
4 RS Вибір регістра (0 – команда, 1 – дані) 
5 R/W Читання/запис (0 – запис, 1 – читання; зазвичай підключа-
ють до GND) 
6 E Строб (Enable) — активує передачу даних 
61 
 
7 DB0 Лінія даних 0 (не використовується в 4-бітному режимі) 
8 DB1 Лінія даних 1 
9 DB2 Лінія даних 2 
10 DB3 Лінія даних 3 
11 DB4 Лінія даних 4 
12 DB5 Лінія даних 5 
13 DB6 Лінія даних 6 
14 DB7 Лінія даних 7 
15 A (LED+) Анод підсвітки (+5 В через резистор) 
16 K (LED–) Катод підсвітки (GND) 
 
Таблиця 4.23 
Схема підключення до Arduino Nano 
LCD1602 Arduino Nano Примітки 
1 (VSS) GND Земля (GND) 
2 (VDD) 5V Живлення (+5 В) 
3 (V0) Середній вивід Регулювання контрастності (10 кОм змінний резистор) 
потенціометра    
4 (RS) B0 Вибрано довільно, можна будь-який цифровий пін 
5 (R/W) GND Запис завжди (режим тільки запису) 
6 (E) D7 Строб (Enable) — активує передачу даних 
7 DB0  Лінія даних 0 (не використовується в 4-бітному режимі) 
8 DB1  Лінія даних 1 (не використовується в 4-бітному режимі) 
9 DB2  Лінія даних 2 (не використовується в 4-бітному режимі) 
10 DB3  Лінія даних 3 (не використовується в 4-бітному режимі) 
11 DB4 A0 Лінія даних 4 
12 DB5 A1 Лінія даних 5 
13 DB6 A2 Лінія даних 6 
14 DB7 A3 Лінія даних 7 
15 (A) 5V   через резис- Живлення підсвітки) 
тор   220 Ом    
16 (K)    GND    Катод підсвітки (GND) 
 
Примітка:  номери виводів Arduino можна використовувати будь-які  вільні 
цифрові піни, вказавши їх у коді при ініціалізації бібліотеки. 
 Детальний опис з'єднань: 
  Живлення дисплея 
62 
 
- Виводи   VSS (1)   та   VDD (2)   підключаються до GND та +5 V Arduino 
відповідно. 
- Для живлення підсвітки  A (15)   та   K (16)  використовується те саме дже-
рело +5 В. Послідовно з анодом обов'язково встановлюється струмообмежу-
вальний резистор номіналом   220 Ом   (типове значення; якщо підсвітка над-
то тьмяна, можна зменшити до 100 Ом, якщо надто яскрава – збільшити до 
330 Ом). 
Регулювання контрастності 
- Вивід   V0 (3)   підключається до середнього виводу змінного резистора 
(потенціометра) номіналом   10 кОм  . Крайні виводи потенціометра з'єдну-
ються з   5V   та   GND  . Обертанням ручки регулюється контрастність сим-
волів. 
   Керуючі сигнали 
-   RS(4) визначає, чи буде наступна операція командою (0) або записом да-
них (1). Підключається до цифрового виводу D12. 
-   R/W(5)   з'єднується із   GND  , оскільки ми тільки записуватимемо дані на 
дисплей (читання не потрібне). 
-   E(6)   строб-сигнал. Перехід з 1 в 0 фіксує передані дані. Підключається до 
D11. 
   Лінії даних (4-бітний режим) 
Використовуються лише 4 лінії:   DB4…DB7   (виводи 11–14). Вони підклю-
чаються до цифрових виводів Arduino: 
- DB4 → A0 
- DB5 → A1 
- DB6 → A2 
- DB7 → A3 
   Логіка роботи 4-бітного режиму 
У 4-бітному режимі кожен байт (команда або символ) передається за два 
прийоми: 
1. Спочатку відправляються старші 4 біти (біти 7–4). 
63 
 
2. Потім — молодші 4 біти (біти 3–0). 
Керування відбувається сигналами RS та E: 
- Встановлюється рівень RS (команда або дані). 
- На лінії DB4…DB7 виставляються старші 4 біти. 
- Формується імпульс на лінії E (1 → 0). 
- На лінії DB4…DB7 виставляються молодші 4 біти. 
- Знову формується імпульс на лінії E. 
  Важливі зауваження 
-   Полярність підсвітки:   не переплутайте анод (A) та катод (K). Анод зазви-
чай позначається як   LED+   або   A  , катод —   LED–   або   K  . Підключен-
ня в зворотній полярності може пошкодити підсвітку. 
-   Регулювання контрасту:   без потенціометра на V0 символи можуть бути 
невидимими або ледь помітними. Підключення V0 безпосередньо до GND 
дасть максимальний контраст (символи будуть дуже темними, фон світлим), 
до +5 В — мінімальний (символи зникнуть). 
-   Резистор для підсвітки:   обов'язковий!  Без нього струм через світлодіоди 
підсвітки може перевищити допустимий і вивести їх з ладу. Номінал 220 Ом 
забезпечує струм близько 20 мА (типовий для більшості дисплеїв). 
-   Вільні виводи:   DB0…DB3 (7–10) нікуди не підключаються. 
Можливі альтернативи 
Для економії виводів можна використовувати   I2C-перехідник   (наприклад, 
на базі PCF8574). У такому разі знадобиться лише 4 проводи (VCC, GND, 
SDA, SCL), але це вже буде інша схема підключення. 
Запропоноване підключення є класичним і широко вживаним. Воно дозволяє 
повністю керувати дисплеєм, використовуючи 6 цифрових виводів Arduino 
Nano. 
 
 
 
 
64 
 
4.9 Розрахунок конденсаторів розв'язки 
Конденсатор C7 ємністю 0,1 мікрофарад встановлений між виводами жив-
лення MAX6675 для фільтрації високочастотних перешкод. Частота зрізу при 
типовому вихідному опорі джерела 10 Ом: 
1 1
�� =  =  = 159 кГц 
2 ∙ �� ∙ �� ∙ �� 6,28 ∙ 10 ∙ 10-7
 
Конденсатор C9 ємністю 0,1 мікрофарад встановлений між виводами жив-
лення модуля Arduino Nano для додаткової фільтрації перешкод від імпульс-
ного блоку живлення. 
 
4.10. Підключення мікросхеми MAX6675  з термопарою K-типу до 
Arduino Nano 
Призначення 
Мікросхема   MAX6675   призначена для роботи з термопарою типу K. Вона 
виконує компенсацію холодного спаю та перетворює аналоговий сигнал тер-
мопари в цифровий код із роздільною здатністю 0,25 °C. Інтерфейс зв'язку з 
мікроконтролером – SPI. 
Необхідні компоненти 
- Мікросхема MAX6675 (корпус SO-8, бажано з перехідником на DIP). 
- Керамічний конденсатор 0,1 мкФ (100 нФ). 
- Три резистори 10 кОм (опціонально, для підтяжки ліній SPI). 
- Клемник (гвинтовий затискач) для підключення термопари. 
- Термопара типу K. 
Призначення виводів MAX6675 
Таблиця 4.24 
Призначення виводів MAX6675 
Вивід Назва Опис 
1 GND Спільна земля 
2 T- Негативний вхід термопари (Alumel) 
3 T+ Позитивний вхід термопари (Chromel) 
65 
 
4 VCC Живлення (+5 В) 
5 SCK Тактовий сигнал SPI 
6 CS Вибір кристалу (Chip Select) 
7 SO Вихідні дані SPI (MISO) 
8 NC Не підключений 
    
Схема підключення до Arduino Nano 
Таблиця 4.25  
Підключення до Arduino Nano 
MAX6675 Arduino Nano Примітки 
1 (GND) GND Спільна земля 
2 (T-) GND З'єднати із землею безпосередньо біля мікро-
схеми 
3 (T+) Клемник (+)    Підключення червоного дроту термопари 
4 (VCC)    5V    Підключення червоного дроту термопари 
5 (SCK) D13 Тактовий сигнал SPI 
6 (CS) D12 Вибір кристалу (можна будь-який цифровий 
пін) 
7 (SO) D11 Вихідні дані SPI (MISO 
8 (NC) – Не підключається 
 
  Додаткові з'єднання:   
a. Між виводами 4 (VCC) та 1 (GND) встановлюється керамічний конден-
сатор 0,1 мкФ якомога ближче до мікросхеми. 
b. Другий контакт клемника (для мінуса термопари) також з'єднується із 
землею (GND). 
c. Опціонально: лінії  D11, D12, D13 можна підтягнути до +5 В через ре-
зистори 10 кОм для підвищення завадостійкості. 
Детальний опис 
Живлення та фільтрація 
66 
 
Мікросхема MAX6675 живиться напругою +5 В безпосередньо від виходу A 
блоку живлення . Для згладжування високочастотних завад між виводами 
живлення (4 та 1) обов'язково встановлюється керамічний конденсатор 0,1 
мкФ. Його слід розташовувати максимально близько до корпусу мікросхеми. 
 
Підключення термопари 
- Вивід 2 (T-) з'єднується із загальною землею (GND) безпосередньо біля мік-
росхеми. Це необхідно для коректної роботи вбудованого детектора обриву 
термопари. 
- Вивід 3 (T+) підключається до позитивного контакту клемника, до якого 
приєднується червоний дріт термопари (Chromel). 
- Негативний контакт клемника (синій або жовтий дріт, Alumel) також з'єд-
нується із землею (GND). Таким чином, термопара виявляється ввімкненою 
між T+ та GND. 
Інтерфейс SPI 
-   SCK (вивід 5)   підключається до виводу D13 Arduino, який є апаратним 
виходом тактового сигналу SPI. 
-   SO (вивід 7)   підключається до виводу D11 Arduino (апаратний вхід 
MISO). По цій лінії мікросхема передає дані. 
-   CS (вивід 6)   підключається до будь-якого вільного цифрового виводу, на-
приклад D12. Логічний "0" на цьому виводі активує мікросхему для передачі 
даних. 
Для покращення форми сигналу на довгих лініях зв'язку рекомендується 
встановити резистори 10 кОм, що підтягують лінії SCK, SO та CS до +5 В. 
Бібліотека для обміну даних з MAX6675 має можливість не використовувати 
апаратний інтерфейс SPI , і назначати любі порти вводу виводу Arduino 
Рекомендації щодо монтажу 
- Доріжки від MAX6675 до термопари мають бути якомога коротшими. 
- Навколо мікросхеми бажано використовувати суцільний полігон землі для 
покращення теплової стабільності та зменшення перешкод. 
67 
 
- Розташовуйте мікросхему подалі від джерел тепла, оскільки вона вимірює 
власну температуру для компенсації холодного спаю. Нагрів плати біля 
MAX6675 спричинить похибку вимірювань. 
- Проводи термопари слід прокладати якнайдалі від силових кіл, щоб уник-
нути наведень на низьковольтний сигнал. 
Таблиця 4.26 
Підключення (підсумок) 
Елемент Вивід/Контакт До чого підключається 
MAX6675 1 (GND) GND Arduino 
MAX6675 2 (T-) GND Arduino (безпосередньо 
біля мікросхеми) | 
 
MAX6675 3 (T+) Клемник (+) для термопари 
MAX6675 4 (VCC) 5V блоку живлення 
MAX6675 5 (SCK) D13 Arduino 
MAX6675 6 (CS) D12 Arduino (або будь-який 
цифровий пін) 
MAX6675 7 (SO) D11 Arduino 
MAX6675 8 (NC) не підключається 
Клемник + T+ термопари (червоний 
дріт) 
Клемник – T- термопари (синій/жовтий 
дріт) та GND  
Конденсатор – між виводами 4 та 1 
MAX6675 (0,1 мкФ) 
Резистори (опціонально) – від D11, D12, D13 до +5 В (10 
кОм) 
    
Важливі зауваження 
68 
 
a) Вивід 2 (T-) обов'язково з'єднується із землею. Без цього з'єднання дете-
ктор обриву термопари працюватиме некоректно. 
b) Конденсатор 0,1 мкФ має бути розташований якомога ближче до виводів 
живлення мікросхеми. 
c) Використання апаратних виводів SPI (D11, D12, D13) спрощує написан-
ня програмного забезпечення завдяки готовим бібліотекам. 
d) Підтягувальні резистори на лініях SPI не є обов'язковими, але підвищу-
ють надійність зв'язку в умовах підвищених завад. 
Запропонована схема забезпечує коректне підключення мікросхеми 
MAX6675 до Arduino Nano та дозволяє отримувати точні дані з термопари 
типу K. 
Термопара ТХА-210, ТХК-210 
Високотемпературний датчик температури ТХА-210, ТХК-210 ( Термоелект-
ричний перетворювач, датчик температури) застосовується в багатьох галу-
зях промисловості для вимірювання температури повітря, вихлопних газів і 
продуктів їх згоряння та інших хімічно неагресивних середовищ в темпера-
турному діапазоні від -40 до 1000 ° С. 
Діапазон вимірюваних датчиками температур залежить безпосередньо від 
хімічного складу вимірювального елемента. Основним вимірювальним еле-
ментом таких датчиків є відрізок термоелектродного дроту, послідовно 
об’єднанні  з двох різнорідних електропровідних металів, який називають 
«термопара». Відповідно до призначення і конструкції, термопара може бу-
ти занурювальна або поверхнева, герметична або негерметична (в оболонці 
або без неї), ударостійкою, стаціонарною, переносною і т.д. 
Особливості: 
a) Має низькі показники теплової інерції. 
b) Короткочасна робота датчика можлива при 1100 ° С. 
c) Так як захисні намиста виконані з кераміки, необхідно при установці і 
експлуатації уникати ударів термоперетворювача. 
69 
 
d) Не використовують для вимірювання температури рідин, розплавів, що 
містять азотну кислоту і нітрати, а також використовувати в атмосфе-
рах з підвищеним вмістом сірки і аміаку. 
e) Тип НСХ: 
f) ТХА - K -40..1000 ° C 
g) ТХК - L -40..600 ° C 
h) ТЖК - J -40..600 ° C 
Тип К (хромель-алюмелева термопара): 
a) Широко використовується в різних областях від -100 ° C до +1000 ° C 
(рекомендована межа, що залежить від діаметра термоелектроду); 
b) У діапазоні від 200 до 500 ° C виникає ефект гістерезиса, тобто пока-
зання при нагріванні і охолодженні можуть відрізнятися. Іноді різниця 
досягає 5 ° C; 
c) Використовується в нейтральній атмосфері або атмосфері з надлишком 
кисню; 
d) Після термічного старіння показання знижуються; 
e) Не рекомендується використовувати в розрідженій атмосфері, т.к хром 
може виділятися з Ni- виведення (так звана міграція), термопара при 
цьому змінює ТЕДС і показує занижену температуру; 
f) Атмосфера сірки шкідлива для термопари, так як впливає на обидва 
електроди. 
g) Тип J (залізо-константанова термопара): 
h) Не рекомедуется використовувати нижче 0 ° C, так як конденсація во-
логи на залізному виведення призводить до утворення іржі; 
i) Найбільш відповідний тип для розрядженою атмосферою; 
j) Максимальна температура застосування -500 ° C, так як вище цієї тем-
ператури відбувається швидке окислення виводів. Обидва виводи шви-
дко руйнуються в атмосфері сірки; 
k) Показання підвищуються після термічного старіння; 
l) Перевагою є невисока вартість. 
70 
 
Клас допуску: 
a) ТХА - 1,2,3 
b) ТХК - 2,3 
c) ТЖК - 1,2 
Можливе виконання з клемною колодкою ТХА-210к 
 
4.11 Висновки до розділу 4 
Виконано повний розрахунок параметрів усіх функціональних вузлів 
системи. Виявлено критичну необхідність встановлення стабілітрона на 15 В 
у ланцюзі затвора IGBT для обмеження напруги та запобігання його пробою. 
Струм через LED оптрона MOC3021 знаходиться на межі допустимого для 
піна мікроконтролера. Всі інші розрахункові параметри знаходяться в допус-
тимих межах з достатнім запасом. 
 
 
71 
 
5. РОЗРОБКА ПРОГРАМНОГО ЗАБЕЗПЕЧЕННЯ 
 
5.1 Загальний алгоритм роботи системи 
 
Програмне забезпечення реалізовано мовою C у середовищі Arduino 
IDE версії 2.0 з використанням чотирьох бібліотек: LiquidCrystal для керу-
вання дисплеєм [22], PID_v1 для реалізації ПІД-алгоритму [7], max6675 для 
роботи з перетворювачем термопари [23] та EEPROM для роботи з енергоне-
залежною пам'яттю [24]. Загальний обсяг програми становить приблизно 900 
рядків коду (який включає в себе коментарі). 
Програма складається з двох основних частин: функції ініціалізації setup, яка 
виконується один раз при увімкненні живлення, та функції головного циклу 
loop, яка виконується безперервно. 
Функція ініціалізації виконує наступну послідовність дій. Першим кро-
ком є налаштування пінів виходів для керування реле, симістором, IGBT та 
бузером з переведенням усіх навантажень у вимкнений стан. Другим кроком 
є налаштування піна детектора нуля як входу з внутрішньою підтяжкою та 
підключення апаратного переривання INT0 по спадаючому фронту. Третім 
кроком є ініціалізація дисплея LCD 1602 у чотирибітному режимі з виведен-
ням повідомлення про початок ініціалізації. Четвертим кроком є очікування 
500 мілісекунд для стабілізації живлення MAX6675 з наступною перевіркою 
зв'язку шляхом зчитування температури. Якщо отримане значення є помил-
ковим, виводиться повідомлення про помилку, подається звуковий сигнал з 
трьох коротких гудків та програма зупиняється у нескінченному циклі. П'я-
тим кроком є завантаження налаштувань з EEPROM з перевіркою магічного 
числа. При першому запуску записуються значення за замовчуванням. Шос-
тим кроком є налаштування ПІД-регулятора в автоматичний режим з обме-
женням виходу від 0 до 255 та періодом обчислення 1000 мілісекунд. Завер-
шується ініціалізація коротким звуковим сигналом готовності тривалістю 100 
мілісекунд. 
72 
 
Головний цикл виконує сім послідовних операцій з програмним розді-
ленням часу. Перша операція — зчитування температури з інтервалом не 
менше 250 мілісекунд відповідно до вимог даташиту MAX6675. Друга опе-
рація — перевірка аварійних ситуацій шляхом порівняння поточної темпера-
тури з сумою заданої температури та порогу аварії. Третя операція — переві-
рка несправностей вихідного каскаду шляхом аналізу відповідності швидкос-
ті зміни температури стану виходу ПІД. Четверта операція — обробка натис-
кань кнопок з антибрязкітом та навігацією по меню. П'ята операція — обчис-
лення ПІД-алгоритму з використанням вбудованого таймера бібліотеки 
PID_v1. Шоста операція — керування навантаженням відповідно до обраного 
режиму з обробкою фазового керування симістором. Сьома операція — оно-
влення дисплея з інтервалом 300 мілісекунд. 
Блок-схему головного алгоритму наведено у додатку В. 
 
 
5.2 Реалізація ПІД-регулятора  
 
ПІД-регулятор реалізований за допомогою бібліотеки PID_v1, розроб-
леної Бреттом Бофортом [7]. Алгоритм обчислює керуючий сигнал як суму 
трьох складових: пропорційної, що пропорційна поточній помилці регулю-
вання; інтегральної, що пропорційна накопиченій помилці за час; диференці-
альної, що пропорційна швидкості зміни помилки. 
Помилка регулювання визначається як різниця між заданою та поточною те-
мпературою. Вихід ПІД обмежений діапазоном від 0 до 255, що відповідає 
восьмибітній роздільній здатності. 
Вихід ПІД використовується по-різному залежно від обраного режиму 
керування. У релейному режимі ПІД-алгоритм не використовується, замість 
нього реалізовано двопозиційне регулювання з програмованим гістерезисом 
від 0,1 до 5,0 градусів Цельсія. Реле вмикається коли температура опускаєть-
ся нижче значення заданої температури мінус гістерезис та вимикається коли 
73 
 
температура піднімається вище значення заданої температури плюс гістере-
зис. 
У режимі фазового керування вихід ПІД лінійно перетворюється у за-
тримку увімкнення симістора. При значенні виходу 0 затримка становить 
10000 мікросекунд, що відповідає повному вимкненню навантаження. При 
значенні 255 затримка становить 0 мікросекунд, що відповідає повній потуж-
ності. Проміжні значення розраховуються за формулою лінійної інтерполяції. 
У режимі ШІМ постійного струму вихід ПІД подається безпосередньо на фу-
нкцію аналогового запису з восьмибітною роздільною здатністю. Частота 
ШІМ на піні D11 становить 490 Гц, що є стандартним значенням для Arduino 
Nano. 
Значення коефіцієнтів за замовчуванням: пропорційний 10,0; інтегра-
льний 5,0; диференціальний 1,0. Ці значення є початковими і потребують на-
лаштування для конкретного об'єкта керування. Період обчислення ПІД 
встановлено 1000 мілісекунд, що є оптимальним для теплових процесів з ве-
ликою інерційністю. Бібліотека PID_v1 має вбудований таймер, тому функ-
цію обчислення можна викликати у кожному циклі програми, а бібліотека 
самостійно пропускає виклик якщо час не настав. 
 
 
5.3 Модуль зчитування температури 
 
Модуль забезпечує періодичне зчитування температури з термопари 
через перетворювач MAX6675 по програмному інтерфейсу SPI. Мінімальний 
інтервал між зчитуваннями встановлено 250 мілісекунд, що перевищує вимо-
гу даташиту MAX6675 у 220 мілісекунд та забезпечує запас надійності. 
При кожному зчитуванні перевіряється валідність отриманого значен-
ня. Якщо MAX6675 повертає значення NaN, що означає обрив термопари або 
збій зв'язку по SPI, зберігається попереднє значення температури для запобі-
гання різких стрибків у роботі ПІД-регулятора. 
74 
 
До зчитаного значення додається калібрувальне зміщення, яке налаштовуєть-
ся через меню та зберігається в EEPROM. Калібрування дозволяє компенсу-
вати систематичну похибку термопари та перетворювача. Діапазон калібру-
вального зміщення обмежений від мінус 20 до плюс 20 градусів Цельсія з 
кроком 0,1 градуса. 
 
 5.4 Модуль сканування кнопок 
Модуль реалізує сканування матриці кнопок два на два шляхом послі-
довної подачі рівня логічного нуля на рядки ROW1 та ROW2 з наступним 
зчитуванням стану стовпців COL1 та COL2. 
Особливістю реалізації є використання функції аналогового читання 
для пінів A6 та A7, які не мають цифрового буфера на мікроконтролері 
ATmega328. Поріг розпізнавання логічного нуля встановлено на рівні 200 з 
максимального значення 1023. Зовнішні підтяжні резистори номіналом 10 
кілоом забезпечують стан логічної одиниці при ненатиснутих кнопках. 
Після подачі низького рівня на рядок витримується пауза 50 мікросе-
кунд для стабілізації рівня на аналоговому вході перед зчитуванням. 
Антибрязкіт реалізований програмно з затримкою 50 мілісекунд. Одно-
разове спрацювання забезпечується визначенням фронту натискання: дія ви-
конується тільки при переході кнопки зі стану відпущеного у стан натисну-
того. Для цього використовується змінна processedButton, яка запам'ятовує 
останню оброблену кнопку. Повторне спрацювання можливе тільки після по-
вного відпускання кнопки, коли processedButton скидається у значення 
BTN_NONE. 
Розкладка кнопок на матриці: SW4 Mode знаходиться на перетині 
ROW1 та COL1, SW3 Up знаходиться на перетині ROW1 та COL2, SW2 
Down знаходиться на перетині ROW2 та COL1, SW1 Set знаходиться на пере-
тині ROW2 та COL2. 
 
  
75 
 
5.5 Модуль меню 
Модуль реалізує навігацію по восьми пунктах налаштувань та голов-
ному екрану. Стан меню зберігається у змінній перерахування MenuState з 
дев'ятьма можливими значеннями: головний екран відображення, редагуван-
ня заданої температури, редагування коефіцієнта Kp, редагування коефіцієн-
та Ki, редагування коефіцієнта Kd, вибір режиму виходу, редагування каліб-
рувального зміщення, редагування гістерезису та редагування порогу аварії. 
Кнопка Mode послідовно перемикає пункти меню по циклу. При переході з 
останнього пункту на головний екран автоматично виконується збереження 
налаштувань в EEPROM. 
Кнопки Up та Down змінюють значення поточного параметра з наступ-
ними кроками та обмеженнями. Задана температура змінюється з кроком 0,5 
градуса в діапазоні від 0 до 1000 градусів. Коефіцієнти Kp, Ki та Kd зміню-
ються з кроком 0,1 без верхнього обмеження з нижнім обмеженням нуль. 
При зміні коефіцієнтів негайно викликається оновлення параметрів ПІД-
регулятора. Режим виходу циклічно перемикається між трьома варіантами: 
релейний, фазовий та ШІМ. Калібрувальне зміщення змінюється з кроком 0,1 
градуса в діапазоні від мінус 20 до плюс 20. Гістерезис змінюється з кроком 
0,1 градуса в діапазоні від 0,1 до 5,0. Поріг аварії змінюється з кроком 0,5 
градуса в діапазоні від 1,0 до 30,0. 
Кнопка Set з будь-якого пункту меню повертає на головний екран з ав-
томатичним збереженням налаштувань в EEPROM. 
 
 
5.6 Модуль EEPROM 
Модуль забезпечує збереження та завантаження налаштувань у енерго-
незалежну пам'ять EEPROM мікроконтролера ATmega328. Використовується 
структура даних Settings розміром 26 байтів, яка включає: магічне число роз-
міром 2 байти для перевірки валідності даних; задану температуру розміром 
4 байти; три коефіцієнти ПІД по 4 байти кожний; код режиму виходу розмі-
76 
 
ром 1 байт; калібрувальне зміщення розміром 4 байти; гістерезис розміром 4 
байти; поріг аварії розміром 4 байти. 
Магічне число має значення 0x4B52. При завантаженні перевіряється 
збіг магічного числа з очікуваним значенням. Якщо збігу немає, що відпові-
дає першому запуску або пошкодженню даних, записуються значення за за-
мовчуванням. 
Для захисту EEPROM від зносу перед кожним записом виконується 
порівняння поточних даних з тими, що вже збережені. Запис виконується 
тільки при наявності змін. Це реалізовано за допомогою функції порівняння 
блоків пам'яті. Ресурс EEPROM мікроконтролера ATmega328 становить при-
близно 100000 циклів запису на одну комірку. 
 
 
5.7 Модуль аварійної сигналізації 
Модуль контролює перевищення поточної температури над сумою за-
даної температури та порогу аварії. Алгоритм роботи включає декілька ета-
пів. 
На першому етапі при виявленні перевищення температури запускаєть-
ся таймер підтвердження. Затримка спрацювання становить 5000 мілісекунд, 
що захищає від хибних спрацювань при короткочасних викидах температури. 
На другому етапі при підтвердженні аварії після закінчення затримки 
виконується аварійне вимкнення всіх навантажень шляхом переведення пінів 
реле, симістора та IGBT у неактивний стан. Одночасно забороняється робота 
симістора шляхом скидання прапорця дозволу. 
На третьому етапі активується переривчастий звуковий сигнал з періо-
дом 500 мілісекунд. На дисплей виводиться повідомлення про аварію з пото-
чним значенням температури. 
На четвертому етапі при натисканні кнопки Set виконується підтвер-
дження аварії оператором та вимикається звуковий сигнал. При повторному 
натисканні Set виконується примусове скидання аварії. Автоматичне скидан-
77 
 
ня аварії також відбувається при поверненні температури в допустимий діа-
пазон після підтвердження оператором. 
 
5.8 Модуль діагностики вихідного каскаду 
Модуль виконує перевірку кожні 10000 мілісекунд відповідності зміни 
температури стану виходу ПІД-регулятора. Метою діагностики є виявлення 
ситуації, коли вихід ПІД має значення менше 5, що відповідає практично ви-
мкненому навантаженню, але температура продовжує аномально зростати зі 
швидкістю більше 2 градусів на секунду. 
Така ситуація може свідчити про наступні несправності: залипання ко-
нтактів реле у замкненому стані, пробій симістора між силовими електрода-
ми або пробій IGBT між колектором та емітером. 
При виявленні несправності виконується аварійне вимкнення всіх на-
вантажень та вмикається постійний звуковий сигнал. На дисплей виводиться 
повідомлення FAULT Output stage. Скидання несправності виконується нати-
сканням кнопки Set. 
Діагностика пропускається під час активної аварійної сигналізації, при 
вже виявленій несправності та при перебуванні у режимі редагування меню. 
 
5.9 Модуль фазового керування 
Модуль реалізує керування симістором з синхронізацією по переходу 
мережевої напруги через нуль. Використовується апаратне переривання 
INT0, яке спрацьовує по спадаючому фронту сигналу від детектора нуля на 
оптроні H11AA1. 
В обробнику переривання фіксується поточний час у мікросекундах та 
встановлюється прапорець нового переходу через нуль. Обробник максима-
льно короткий для мінімізації часу перебування у перериванні. 
 У головному циклі програми виконується атомарне читання часу (ато-
марне читання часу означає отримання значення системного годинника як 
єдиної, неподільної операції. Це гарантує, що інший потік процесора не змо-
78 
 
же змінити дані в момент їх зчитування) та прапорця з тимчасовим вимкнен-
ням переривань. Це необхідно тому, що 32-бітне значення часу зчитується 
неатомарно на 8-бітному процесорі ATmega328, і переривання між зчитуван-
ням старшого та молодшого байтів може призвести до отримання некорект-
ного значення. 
Після отримання нового прапорця переходу через нуль зберігається час 
переходу та встановлюється стан очікування моменту увімкнення. У кожній 
ітерації головного циклу перевіряється чи минув необхідний час затримки від 
моменту переходу через нуль. При досягненні затримки формується імпульс 
увімкнення симістора тривалістю 100 мікросекунд шляхом встановлення ви-
сокого рівня на піні D9 з наступним поверненням у низький рівень. 
Порівняння часу виконується через різницю поточного часу та збере-
женого часу переходу через нуль, а не через абсолютне порівняння. Це забез-
печує коректну роботу при переповненні лічильника мікросекунд, яке відбу-
вається приблизно через 70 хвилин безперервної роботи. 
 
5.10 Модуль відображення 
Модуль оновлює вміст дисплея LCD 1602 кожні 300 мілісекунд. Для 
усунення мерехтіння дисплея використовується перезапис рядків із запов-
ненням залишку пробілами замість повного очищення екрану функцією очи-
щення. Функція очищення спричиняє помітне мерехтіння через час виконан-
ня команди очищення контролером дисплея. 
На головному екрані верхній рядок відображає поточну температуру з 
одним знаком після коми та задану температуру у форматі T:XXX.XC 
S:XXX.XC. Нижній рядок зліва відображає режим керування та потужність: у 
релейному режимі R:ON або R:OFF, у фазовому режимі P:XX%, у режимі 
ШІМ W:XX%. Праворуч нижнього рядка відображається поріг аварії у фор-
маті AXX. 
При перебуванні у режимі редагування правий кут нижнього рядка по-
казує назву параметра та його значення, яке миготить з періодом 800 мілісе-
79 
 
кунд для візуальної індикації режиму редагування. При редагуванні заданої 
температури миготить значення у верхньому рядку. 
Для відображення чисел з плаваючою комою використовується функ-
ція dtostrf, оскільки стандартна бібліотека Arduino для платформи AVR не 
включає підтримку специфікатора формату з плаваючою комою у функції 
форматованого виведення. 
При активній аварії верхній рядок відображає повідомлення ALARM, 
нижній рядок відображає поточну температуру та слово OVER. При неспра-
вності вихідного каскаду верхній рядок відображає FAULT, нижній — Output 
stage. 
 
5.11 Висновки до розділу 5 
Розроблено програмне забезпечення мікроконтролера обсягом прибли-
зно 900 рядків коду мовою C. Програма має модульну структуру з десятьма 
функціональними модулями: зчитування температури, сканування кнопок, 
меню налаштувань, робота з EEPROM, аварійна сигналізація, діагностика 
несправностей, фазове керування, релейне керування, ШІМ-керування та ві-
дображення на дисплеї. Реалізовано ПІД-алгоритм регулювання з трьома ре-
жимами виходу, аварійний захист із затримкою спрацювання 5 секунд та діа-
гностику несправностей вихідного каскаду. Збереження налаштувань в 
EEPROM захищено від зносу шляхом порівняння даних перед записом. 
 
80 
 
ВИСНОВКИ 
 
У результаті виконання випускної роботи бакалавра розроблено мікро-
процесорну систему автоматичного регулювання температури на базі ПІД-
алгоритму. Основні результати роботи полягають у наступному. 
Проведено аналіз п'яти існуючих рішень у галузі регулювання темпера-
тури: трьох промислових регуляторів REX-C100, ОВЕН ТРМ101 та Autonics 
TK4S, проекту на базі Arduino та бюджетного термостата W1209. Встановле-
но, що жодне з розглянутих рішень не поєднує три режими керування наван-
таженням, ПІД-алгоритм, аварійний захист, діагностику несправностей та 
відкритий програмний код в одному пристрої, що підтверджує актуальність 
розробки. 
Розроблено структурну та принципову електричну схеми системи на 
базі мікроконтролера ATmega328P у складі модуля Arduino Nano, термопари 
ТХА-210 та перетворювача MAX6675. Забезпечено гальванічну ізоляцію між 
мережею змінного струму 220 В, силовим ланцюгом постійного струму 60 В 
та мікроконтролерною частиною 5 В за допомогою оптронів H11AA1, 
MOC3021 та PC817, а також імпульсного трансформатора блоку живлення. 
Виконано повний розрахунок параметрів електронних компонентів усіх 
функціональних вузлів: блоку живлення на мікросхемі TNY286P, детектора 
переходу мережі через нуль на оптроні H11AA1, каналу фазового керування 
на оптроні MOC3021 та симісторі BTA20-600, каналу релейного керування 
на транзисторі 2SC945, каналу ШІМ постійного струму на оптроні PC817, 
транзисторі MPSA42 та IGBT YGW60N65F1, блоку звукової сигналізації та 
матриці кнопок. Виявлено необхідність встановлення стабілітрона на 15 В у 
ланцюзі затвора IGBT для запобігання пробою при напрузі живлення 60 В. 
Реалізовано три режими керування навантаженням: релейний із про-
грамованим гістерезисом від 0,1 до 5,0 градусів Цельсія, фазове керування 
змінним струмом через симістор BTA20-600 з синхронізацією по переходу 
81 
 
мережі через нуль та широтно-імпульсне керування постійним струмом через 
IGBT YGW60N65F1 з частотою 490 Гц. 
Розроблено програмне забезпечення модульної структури обсягом при-
близно 900 рядків коду мовою C з десятьма функціональними модулями. Ре-
алізовано ПІД-алгоритм регулювання з використанням бібліотеки PID_v1, 
меню налаштувань на вісім параметрів з чотирма кнопками, збереження на-
лаштувань в EEPROM із захистом від зносу, аварійну сигналізацію із затрим-
кою спрацювання 5 секунд для захисту від хибних спрацювань та діагности-
ку несправностей вихідного каскаду з визначенням залипання реле або про-
бою силових ключів. 
Розроблено структурну та принципову електричну схеми системи на 
базі мікроконтролера ATmega328P у складі модуля Arduino Nano, термопари 
ТХА-210 та перетворювача MAX6675. Забезпечено гальванічну ізоляцію між 
мережею змінного струму 220 В, силовим ланцюгом постійного струму 60 В 
та мікроконтролерною частиною 5 В за допомогою оптронів H11AA1, 
MOC3021 та PC817, а також імпульсного трансформатора блоку живлення. 
 
 
82 
 
СПИСОК ВИКОРИСТАНИХ ДЖЕРЕЛ 
 
1. Астром К. Й. Системи керування зі зворотним зв'язком / К. Й. Аст-
ром, Р. М. Мюррей. К.: Наук. думка, 2021.  396 с. 
2. Arduino Nano: technical specifications [Електронний ресурс] / Arduino S.r.l. 
2023.  Режим доступу: https://docs.arduino.cc/hardware/nano. — Назва з екрану. 
3. MAX6675 Cold-Junction-Compensated K-Thermocouple-to-Digital Converter: 
datasheet / Maxim Integrated.  Rev. 3.  San Jose, 2022. — 12 p. 
4. REX-C100 Intelligent Temperature Controller: user manual / RKC Instrument 
Inc. — Tokyo, 2020.  28 p. 
5. Регулятор-вимірювач мікропроцесорний одноканальний ОВЕН ТРМ101: 
керівництво з експлуатації / ТОВ «ОВЕН». 2021.  64 с. 
6. TK4S Temperature Controller: datasheet / Autonics Corporation. — Rev. 2.1. 
— Busan, 2022.  16 p. 
7. Beauregard B. Arduino PID Library [Електронний ресурс] / B. Beauregard. — 
2021.  Режим доступу: https://github.com/br3ttb/Arduino-PID-Library.  Назва з 
екрану. 
8. Reflow Oven Controller with Arduino [Електронний ресурс] // Hackaday.io.  
2022.  Режим доступу: https://hackaday.io/project/reflow-oven.  Назва з екрану. 
9. W1209 Digital Temperature Controller Module: datasheet.  2020.  2 p. 
10. ATmega328P: 8-bit AVR Microcontroller with 32K Bytes In-System 
Programmable Flash: datasheet / Microchip Technology Inc.  DS40002061B.  
2023. 294 p. 
11. ДСТУ ГОСТ 6616:2009. Перетворювачі термоелектричні. Загальні техні-
чні умови.  Чинний від 2010-01-01.  К.: Держспоживстандарт України, 2010. 
24 с. 
12. BTA20-600B Standard Triac: datasheet / STMicroelectronics.  Rev. 5.  2021. 
12 p. 
13. YGW60N65F1 IGBT: datasheet / Infineon Technologies.  Rev. 2.1.  2022.  14 
p. 
83 
 
14. H11AA1 Optocoupler, Phototransistor Output, with Base Connection: 
datasheet / Vishay Semiconductors.  Rev. 1.7.  2021.  6 p. 
15. MOC3021 6-Pin DIP Random-Phase Optoisolators Triac Driver Output: 
datasheet / Vishay Semiconductors.  Rev. 1.9.  2022.  8 p. 
16. PC817 Photocoupler: datasheet / Sharp Corporation.  Rev. 2.0.  2020.  8 p. 
17. 2SC945 NPN Silicon Transistor: datasheet / NEC.  2019.  4 p. 
18. MPSA42 NPN High Voltage Transistor: datasheet / ON Semiconductor.  Rev. 
10.  2021.  6 p. 
19. TNY286P TinySwitch-III Family: datasheet / Power Integrations.  Rev. D.  
2020.  32 p. 
20. TL431 Programmable Shunt Regulator: datasheet / Texas Instruments.  Rev. L.  
2022.  36 p. 
21. KPX-G1205A Piezo Buzzer: datasheet / Kingstate Electronics. Rev. 1. 2021. 2 
p. 
22. LiquidCrystal Library Reference [Електронний ресурс] / Arduino S.r.l. 2023. 
Режим доступу: https://www.arduino.cc/en/Reference/LiquidCrystal. Назва з ек-
рану. 
23. Adafruit MAX6675 Library [Електронний ресурс] / Adafruit Industries. 
2022. Режим доступу: https://github.com/adafruit/MAX6675-library.  Назва з 
екрану. 
24. EEPROM Library Reference [Електронний ресурс] / Arduino S.r.l.  2023.  
Режим доступу: https://www.arduino.cc/en/Reference/EEPROM.  Назва з екра-
ну. 
25. Хоровиц П. Мистецтво схемотехніки / П. Хоровиц, У. Хілл; пер. з англ.  
3-тє вид.  К.: МК-Прес, 2020. 1220 с. 
26. Белов А. В. Мікроконтролери AVR від простого до складного / А. В. Бе-
лов. К.: МК-Прес, 2020. 520 с. 
27. ДСТУ ГОСТ 2.702:2013. ЄСКД. Правила виконання електричних схем. 
Чинний від 2014-09-01. К., 2015. 
84 
 
28. ГОСТ 19.701-90. ЕСПД. Схеми алгоритмів та програм, даних та систем. 
Позначення умовні та правила виконання. Чинний від 1992-01-01. М.: Стан-
дартінформ, 2010. 26 с. 
 
 
85 
 
 
 
 
 
Д О Д А Т К И 
 
86
ChSTU repository

ChSTU repository preserves and enables easy and open access to all types of digital content including text, images, moving images, mpegs and data sets
