Розробка та дослідження комп’ютерних моделей коректорів коефіцієнта потужності

Бурла, Максим Олександрович
Будь ласка, використовуйте цей ідентифікатор, щоб цитувати або посилатися на цей матеріал: https://er.chdtu.edu.ua/handle/ChSTU/7808
Назва:	Розробка та дослідження комп’ютерних моделей коректорів коефіцієнта потужності
Автори:	Семко, Інга Борисівна Бурла, Максим Олександрович
Ключові слова:	коректор коефіцієнта потужності;комп'ютерна модель;вищі гармоніки;коефіцієнт потужності
Дата публікації:	гру-2024
Короткий огляд (реферат):	У роботі розглянуто питання зменшення гармонік вхідного струму та підвищення коефіцієнта потужності джерел живлення з нелінійними елементами. Проведено аналіз існуючих технічних рішень та обґрунтовано доцільність застосування активних коректорів коефіцієнта потужності для покращення якості електроенергії та забезпечення вимог електромагнітної сумісності. Розроблено комп’ютерні моделі коректорів у середовищі MATLAB/Simulink і досліджено їх роботу за допомогою модельних експериментів. Виконано порівняльний аналіз характеристик перетворювачів та розроблено методику розрахунку параметрів елементів схеми. Адекватність моделі підтверджено моделюванням коректора коефіцієнта потужності у складі зварювального напівавтомата потужністю 22,9 кВт при різних режимах роботи.
URI (Уніфікований ідентифікатор ресурсу):	https://er.chdtu.edu.ua/handle/ChSTU/7808
Розташовується у зібраннях:	141 Електрична інженерія (Електротехнічні системи електроспоживання)
Файли цього матеріалу:
Файл	Опис	Розмір	Формат
Бурла.pdf Restricted Access		3.39 MB	Adobe PDF	Переглянути/Відкрити Запит копії
Показати повний опис матеріалу Перегляд статистики
Усі матеріали в архіві електронних ресурсів захищено авторським правом, усі права збережено.
Extracted text
ЧЕРКАСЬКИЙ ДЕРЖАНИЙ ТЕХНОЛОГІЧНИЙ УНІВЕРСИТЕТ 
ФАКУЛЬТЕТ ЕЛЕКТРОННИХ ТЕХНОЛОГІЙ, АВТОТРАНСПОРТУ  
ТА МАШИНОБУДУВАННЯ 
Кафедра електротехнічних систем 
 
 «До захисту допущено» 
Зав. кафедри ЕТС 
 
__________ О.О. Ситник 
(підпис)                 (ініціали, прізвище) 
«___»___________2024 р. 
 
 
 
Кваліфікаційна робота 
на здобуття ступеня вищої освіти магістра 
 
на тему:  
«Розробка та дослідження комп’ютерних моделей коректорів 
коефіцієнта потужності» 
 
 
Виконав: здобувач вищої освіти  2  курсу, групи мЕСЕ–34 
Спеціальності: 141 «Електроенергетика, електротехніка та електромеханіка» 
(шифр і назва напряму підготовки, спеціальності) 
 
 
Бурла Максим Олександрович 
 ______________ 
(прізвище, ім’я, по-батькові здобувача вищої освіти ) (підпис) 
Науковий   
керівник к.т.н., доцент Семко І.Б.  ______________ 
(вчені ступінь та звання,  прізвище та ініціали) (підпис) 
   
Нормоконтроль к.т.н., доцент Ключка К.М. ______________ 
(вчені ступінь та звання,  прізвище та ініціали) (підпис) 
 
 
 
Засвідчую, що у цій кваліфікаційній роботі немає запозичень з праць інших авторів 
без відповідних посилань. 
Здобувач вищої освіти ______________ 
(підпис) 
 
Черкаси 2024 р. 
3 
РЕФЕРАТ 
 
По структурі робота складається зі вступу, трьох розділів основної 
частини та висновків основних результатів дослідження. Загальна кількість 
сторінок – 89, рисунків – 44, таблиць – 5, використаних літературних джерел 
– 18. 
Мета кваліфікаційної магістерської роботи є аналіз використання 
трифазних коректорів коефіцієнта потужності, розробка та дослідження їх 
комп'ютерних моделей. 
Завдання, які необхідно виконати для досягнення поставленої мети: 
- проаналізувати та порівняти обрані схеми трифазних коректорів 
коефіцієнта потужності; 
- розробити комп'ютерні моделі математичного аналізу за допомогою 
сучасних засобів моделювання. Розробити алгоритми керування. Зробити 
аналіз і порівняння основних показників якості перетворення; 
- формалізувати методику оціночного розрахунку елементів трифазного 
випрямляча VIENNA з активною корекцією коефіцієнта потужності на 
прикладі промислового зварювального напівавтомата. 
У першому розділі проведено аналіз існуючих шляхів та технічних 
рішень, які забезпечують зменшення гармонік вхідного струму джерел з 
нелінійними елементами. Показано необхідність корекції коефіцієнта 
потужності для досягнення найбільш оптимальних економічних витрат та 
забезпечення високих показників якості при споживанні електроенергії, а 
також для дотримання нормативних показників у галузі електромагнітної 
сумісності за кондуктивною складовою перешкод, що впивають на мережу 
електропостачання. 
У другому розділі за результатами теоретичного аналізу обраних схем 
активних коректорів коефіцієнта потужності розроблено їх комп’ютерні 
моделі у програмному середовище MATLAB/Simulink. Розроблено та 
налаштовано алгоритми роботи перетворювачів у складі систем управління. 
4 
На основі аналізу проведених модельних експериментів зроблено висновок 
про якість роботи перетворювачів, що підтверджують теоретичні показники. 
За отриманими в ході комп’ютерного моделювання показниками, проведено 
порівняльний аналіз якості роботи перетворювачів та рекомендації щодо 
вибору їх застосування під конкретне технічне завдання. 
У третьому розділі формалізовано методику оціночного розрахунку, 
що дає змогу підібрати необхідні параметри елементів схеми в процесі 
розробки та проектування. Достовірність отриманих результатів та 
адекватність моделі підтверджує комп'ютерне моделювання ККП у складі 
зварювального напівавтомата, який має вхідну трифазну напругу 380 В, 50 
Гц та потужність 22,9 кВт. Досліджено електричні процеси, включаючи 
гармонійний склад вхідного струму, зовнішню характеристику ККМ при 
вихідній потужності від 0 до 22,9 кВт, а також при різкому підвищенні та 
зниженні навантаження, вхідної трифазної напруги тощо.  
Ключові слова: коректор коефіцієнта потужності, комп'ютерна модель, 
випрямляча VIENNA, вищі гармоніки, коефіцієнт потужності. 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
5 
ЗМІСТ 
 
ПЕРЕЛІК УМОВНИХ ПОЗНАЧЕНЬ, СИМВОЛІВ, СКОРОЧЕНЬ І 
ТЕРМІНІВ ................................................................................................................ 7 
ВСТУП ..................................................................................................................... 8 
РОЗДІЛ 1. АНАЛІЗ РЕЖИМІВ РОБОТИ ТА СХЕМ КОРЕКТОРІВ 
КОЕФІЦІЄНТА ПОТУЖНОСТІ ......................................................................... 11 
1.1. Режими роботи та коефіцієнт потужності випрямних пристроїв ... 11 
1.2. Гармонійні складові у випрямленій напрузі і первинному струмі . 21 
1.3. Повномостовий випрямляч із активною корекцією коефіцієнта 
потужності.............................................................................................................. 27 
1.4. Одноключовий трифазний випрямляч із активною корекцією 
коефіцієнта потужності ........................................................................................ 31 
1.5. Випрямляч VIENNA з активною корекцією коефіцієнта потужності
 ................................................................................................................................. 35 
1.6. Теоретичне порівняння трифазних коректорів коефіцієнта 
потужності.............................................................................................................. 38 
РОЗДІЛ 2. РОЗРОБКА ТА ДОСЛІДЖЕННЯ КОМП’ЮТЕРНИХ МОДЕЛЕЙ 
КОРЕКТОРІВ КОЕФІЦІЄНТА ПОТУЖНОСТІ ................................................ 41 
2.1. Розробка та опис засобів аналізу якості роботи комп’ютерних 
моделей ................................................................................................................... 42 
2.2. Моделювання повномостового знижувального випрямляча .......... 47 
2.3. Моделювання одноключового випрямляча із активною корекцією 
коефіцієнта потужності ........................................................................................ 55 
2.4. Моделювання випрямляча VIENNA з активною корекцією 
коефіцієнта потужності ........................................................................................ 60 
6 
2.5. Аналіз та порівняння схем коректорів коефіцієнта потужності за 
результатами проведеного модельного експерименту ...................................... 68 
РОЗДІЛ 3. МЕТОДИКА ОЦІНОЧНОГО РОЗРАХУНКУ КОРЕКТОРА 
КОЕФІЦІЄНТА ПОТУЖНОСТІ ......................................................................... 71 
ВИСНОВКИ ........................................................................................................... 84 
СПИСОК ВИКОРИСТАНИХ ДЖЕРЕЛ ............................................................. 86 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
7 
ПЕРЕЛІК УМОВНИХ ПОЗНАЧЕНЬ, СИМВОЛІВ, СКОРОЧЕНЬ І 
ТЕРМІНІВ 
ВАХ – вольт-амперна характеристика 
ДБЖ – джерела безперебійного живлення 
ІДЖ – імпульсні джерела живлення 
ІППН – імпульсний перетворювач постійної напруги 
ККП (PFC) – коректор коефіцієнта потужності 
КЛЛ – портативні люмінесцентні лампи 
ШІМ – широтно-імпульсна модуляція 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
8 
ВСТУП 
 
Актуальність дослідження. З часів появи мереж електропостачання і 
до сьогодні, однією з актуальних задач є забезпечення якості, оптимізації та 
доступності енергопостачання. Відомо [1, 2], що показники ефективності 
електропостачання споживачів електричної енергії полягають не тільки від 
джерела електроенергії, а й від її споживачів. При наявності в електричній 
мережі змінного струму споживачів з реактивним, нелінійним або 
імпульсним характером навантаження, спотворюють напругу мережі до 
несинусоїдального вигляду [3]. Подібні процеси призводять до збільшення 
вищих гармонійних складових струму, а отже, до небажаного зростання 
реактивної потужності та потужності спотворень. Внаслідок чого, джерело 
електричної енергії виявляється навантаженим споживачами, які не мають 
корисної дії, а збільшення струму в мережі призводить до збільшення втрат 
електричної енергії у процесі передачі, також спотворюється форма напруги, 
а у деяких випадках зменшується її амплітуда [3]. 
В даний час найбільш поширеним, класичним методом підвищення 
якості електричної енергії є компенсація тільки реактивної потужності за 
допомогою габаритних пасивних елементів, а саме конденсаторів [4]. Їх 
застосування обумовлено переважно індуктивним характером більшості 
промислових навантажень – синхронні та асинхронні електричні двигуни, 
установки дугового плавлення та зварювання, трансформатори, реактори 
тощо. Однак, цей метод компенсації ніяк не вирішує проблеми наявності 
джерел спотворення в мережі, які з’явилися у зв’язку із розвитком 
промислової електроніки [4]. 
Іншим, порівняно новим методом підвищення якості електричної 
енергії (шляхом нівелювання та потужності спотворень та реактивної 
потужності) є застосування активних коректорів коефіцієнта потужності 
(ККП), які встановлюються між споживачем та мережею живлення [5]. 
9 
Сутність перетворювачів з активною корекцією коефіцієнта потужності 
у першій ітерації зводиться до споживання електричної енергії у найбільш 
сприятливому вигляді, що аналогічно до активного навантаження. Тобто. 
струм, що споживається перетворювачем, повинен бути пропорційний 
напрузі мережі, або іншими словами, мати аналогічну форму. Потім 
накопичена енергія передається до споживача енергії, який може мати 
різноманітний характер навантаження [5, 6]. 
На даний час у вітчизняній та зарубіжній літературі розглядаються 
декілька видів трифазних коректорів коефіцієнта потужності [4-7]. Кожен з 
них має свої переваги та недоліки, залежно від їхньої функціональності, 
якісних кількісних показників, складності, цінових та масогабаритних 
параметрів. Коректори коефіцієнта потужності, які є відносно новими 
пристроями мають ряд недоліків, що потребують дослідження процесів їх 
функціонування, а також методів розрахунку [7]. Таким чином, розробка 
алгоритмів розрахунку та управління, а також комп’ютерних моделей 
коректорів коефіцієнта потужності є актуальною науковою задачею. 
Мета кваліфікаційної магістерської роботи є аналіз використання 
трифазних коректорів коефіцієнта потужності, розробка та дослідження їх 
комп'ютерних моделей. 
Завдання, які необхідно виконати для досягнення поставленої мети: 
- проаналізувати та порівняти обрані схеми трифазних коректорів 
коефіцієнта потужності; 
- розробити комп'ютерні моделі математичного аналізу за допомогою 
сучасних засобів моделювання. Розробити алгоритми керування. Зробити 
аналіз і порівняння основних показників якості перетворення; 
- формалізувати методику оціночного розрахунку елементів трифазного 
випрямляча VIENNA з активною корекцією коефіцієнта потужності на 
прикладі промислового зварювального напівавтомата. 
Об'єкт дослідження: електромагнітні процеси, що протікають в мережі 
живлення. 
10 
Предмет дослідження: процеси споживання реактивної потужності. 
Методи дослідження. При вирішенні поставлених завдань 
використовувалися методи статистичної обробки інформації, методи 
математичного та комп'ютерного моделювання. 
Елементом наукової новизни в роботі є побудова комп’ютерних 
моделей трифазних коректорів коефіцієнта потужності на основі алгоритмів 
системи управління, а також розробка методики розрахунку елементів 
випрямляча VIENNA з активною корекцією коефіцієнта потужності 
промислового зварювального напівавтомата. 
Апробація роботи. Основні аспекти наукового дослідження 
магістерської роботи були обговорені на студентській науково-практичній 
конференції ЧДТУ, яка відбувалася 23-24 квітня 2024 р. 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
11 
РОЗДІЛ 1  
АНАЛІЗ РЕЖИМІВ РОБОТИ ТА СХЕМ КОРЕКТОРІВ КОЕФІЦІЄНТА 
ПОТУЖНОСТІ 
 
1.1. Режими роботи та коефіцієнт потужності випрямних пристроїв 
 
В основному на сьогоднішній день поширені два види 
напівпровідникових випрямлячів: це діодні та тиристорні [8]. Якщо 
випрямлення за допомогою діодів є некерованим і коефіцієнт потужності 
завжди буде постійним, то у тиристорних перетворювачів в міру збільшення 
кута управління відкриття тиристорів, його коефіцієнт потужності буде 
погіршуватися. 
Частоти гармонійного складу є частоти кратні основній частоті, при 
частоті 50 Гц, основні, тоді коли гармоніка другого порядку має частоту 
рівну 100 Гц, гармоніка третього порядку має частоту рівну 150 Гц тощо. 
Таким чином, якщо при використанні стандартних вимірювальних 
приладів, таких як, звичайний мультиметр, показує середньоквадратичне 
значення, то таке значення при викривленнях в мережі може виявитися 
невірним. Розглянемо на прикладі. Сигнал за період переходить через нуль 
шість разів, замість двох. Вимірювальне обладнання яке працює з точками 
переходу через нуль, відповідно, працювати справно не буде. При наявності 
гармонійного складу в напрузі або струмі для вимірювань електричних 
параметрів знадобляться спеціальні прилади. В основному в мережах 
зустрічаються і розглядаються гармоніки струму, тому що саме вони мають 
найбільший негативний вплив на мережу. Ніякий корисний висновок 
неможливо зробити, якщо немає гармонійного аналізу певного сигналу або 
форми струму, проте дуже поширено використання деяких параметрів які 
характеризують загальне відхилення від синусоїди або від напруги [3]. Якщо 
12 
гармонійні спотворення переходять по мережах не призначених для передачі 
струмів з іншими гармонійними складовими, то все це переходить в 
спотворення форми кривої напруги в цих ланцюгах. Тому дуже важливо 
вимірювати як значення струмів, так і значення напруг і приведені значення 
повинні явно вказувати на те, які значення напруги або струму. Зазвичай 
значення спотворень струму позначаються суфіксом «I», наприклад 35% 
THDI, а значення спотворення напруги позначаються суфіксом «V», 
наприклад 4% THDV. Струми гармонік багато років існують в 
електромережах [8, 9]. Спочатку вони створювалися випрямлячами на ефекті 
дуги у ртутних парах, які використовувалися для перетворення змінного 
струму в струми, які не є знакозмінними, тобто близькі до постійних струмів, 
таких систем безліч, наприклад, для живлення електроприводів електровозів 
на залізницях, або будь-які інші перетворювачі частоти системи типу AC-
DC-AC або AC-AC [8]. Пізніше спектр типів і кількість породжуючих 
гармоніки пристроїв різко зріс і продовжує збільшуватися. Тому 
проектувальники повинні ретельно враховувати наявність гармонік в 
електромережі і побічні результати їх впливу. В даному розділі описується, 
як і чому виникають гармоніки, як наявність гармонік впливає на електричні 
системи і обладнання і як звести цей вплив до мінімуму. 
Типи обладнання, що викликають утворення гармонік. Гармоніки 
з'являються при використанні елементів, ВАХ яких нелінійна і чим сильніше 
нелінійність тим більше спотворень будуть вони вносити при роботі в 
мережі. Таким обладнанням є: імпульсні джерела живлення (ІДЖ), 
електронні флуоресцентні лампи з баластом, джерела безперебійного 
живлення (ДБЖ) – для однофазних мереж [9]. Для трифазних мереж – 
приводи з регульованою швидкістю обертання, потужні ДБЖ. 
Найбільшого поширення в електричних приладах і пристроях 
отримали ІДЖ, вони змогли замінити старі системи у вигляді 
трансформаторів з випрямлячами на керовані системи перетворювачів з 
деяким діапазоном регулювання, а головне із можливістю регулювати 
13 
частоту на виході. Даний струм виробляє накопичення енергії на 
конденсаторі, таким чином, відбувається згладжування напруги, так як 
конденсатор не дає напрузі змінюватися моментально, отже створюється 
необхідна випрямлена напруга. Перевагою даної системи для виробника 
обладнання буде обумовлено помітним зменшенням габаритів, ціни і ваги. 
Джерело живлення має можливість створення будь-якого форм-фактора. 
Недоліками інших перетворювачів є те, що крім перетворення знакозмінного 
струму мережі у випрямлений струм, джерело живлення генерує імпульси 
струму, як правило, які містять безліч гармонійних складових, заключаючи в 
себе з третьої і більш високих порядків [11]. 
Зі сторони мережі встановлюється простий фільтр, роль якого 
фільтрувати високочастотні гармоніки і не дати їм потрапити в мережу або 
на нейтральний провід, тому фільтр зазвичай заземлюється. Однак даний 
спосіб не відфільтровує струми гармонік, які генеруються назад в 
перетворювачі. Робота даних систем спільно з мережею однофазних ДБЖ 
дуже схожі за роботою в мережі ІДЖ. Для джерел живлення високої 
потужності існує сучасна тенденція використання так званих входів з 
коригуванням коефіцієнта потужності. Метою було зробити так, щоб 
навантаження джерела живлення виглядало як резистивне навантаження, 
отже, вхідний струм мав синусоїдальну форму і збігався за фазою і з даною 
напругою. Це досягається за рахунок вилучення вхідного струму як 
високочастотного сигналу трикутної форми, з якого за допомогою вхідного 
фільтра виділяється синусоїда. Таке додаткове ускладнення схеми ще не 
застосовується в джерелах живлення низького цінового діапазону, які 
складають абсолютну більшість навантаження на комерційних і 
промислових об'єктах. Поки важко навіть припустити, які проблеми ще 
можуть виникнути після широкого впровадження цього технічного рішення 
[8]. 
В даний час велике поширення набули електронні баласти для 
люмінесцентних ламп. Причиною цієї популярності стали відомості про їх 
14 
високу енергоефективність. Насправді загальна енергоефективність 
електронних баластів лише ненабагато перевищує ефективність кращих 
магнітних баластів. В основному збільшення ефективності досягається за 
рахунок більш ефективної роботи лампи на підвищеній частоті, а не завдяки 
кращій ефективності власне електронного баласту. Головною перевагою 
систем з електронним баластом є те, що протягом тривалого терміну служби 
підтримується високий рівень яскравості за рахунок застосування для 
регулювання робочого струму схеми управління зі зворотним зв'язком. 
Основним і дуже вагомим недоліком електронного баласту є генерація 
гармонійних складових, які створюються в мережі живлення. Для систем 
високої потужності були створені нові види систем з корекцією коефіцієнта 
потужності, в яких зменшено створення основних гармонік, проте їх ціна 
значно вища. У малопотужних системах, як правило, не застосовують такі 
схеми корекції. Портативні люмінесцентні лампи (КЛЛ) використовуються 
як аналоги ламп розжарювання. Малогабаритний електронний баласт, який 
встановлюється в цоколь такого пристрою, регулює режим роботи 
багаторазово зігнутої люмінесцентної лампи. Одного разу КЛЛ отримали 
широке застосування як аналоги ламп розжарювання в готелях, найближчим 
часом після цього даний сегмент зіткнувся з серйозними проблемами, 
створеними гармонійними струмами.  
В основі роботи контролерів регулювання швидкості, модулів ДБЖ і 
перетворювачів постійного струму, як правило, лежить трифазний міст, який 
ще називають шестиімпульсним мостом, так як його робочий цикл 
складається з шести імпульсів (по одному імпульсу на кожен півцикл в 
кожній фазі ) на виході постійного струму. Шестиімпульсний міст створює 
гармоніки з порядком 6n +/- 1, тобто на одиницю більше і на одиницю менше 
ніж кожне кратне шести число. Теоретично величина амплітуди кожної 
гармоніки обернено-пропорційна її номеру, наприклад, для п'ятої гармоніки 
вона дорівнює 20%, для одинадцятої 9% і т.д. Типовий спектр показаний на 
рисунку 1.6 [2, 6, 7].  
15 
У разі використання дванадцятиімпульсного моста амплітуда 
гармонік буде значно нижчою. Такий міст можна отримати, якщо два 
шестиімпульсних моста живити через обмотку трансформатора, з'єднану 
зіркою або трикутником із зсувом фаз між мостами в 30 градусів. 
Теоретично гармоніки порядку 6n повинні придушуватися, але на практиці 
придушення залежить від узгодженості конвертерів і зазвичай має коефіцієнт 
між 20 і 50. Гармоніки порядку 12n залишаються без змін. Позитивним є не 
тільки зменшення сумарного струму гармоніка, але і те, що гармоніки які 
залишилися мають більш високий порядок, і фільтри для їх фільтрації мають 
більш просту схему. У багатьох випадках виробники обладнання будуть 
приймати деякі заходи щодо зменшення амплітуди струмів гармонік, 
можливо за допомогою установки фільтрів або включених послідовно 
індуктивностей. У минулі роки це давало привід деяким виробникам 
заявляти про відповідність їх продукції рекомендаціях «G5/3». Однак, 
оскільки рекомендації «G5/3» є стандартом планування, що охоплює всю 
схему електропроводки об'єкта в цілому, то не можна заявляти про їх 
виконання без знання характеристик кожного компонента 
електрообладнання об'єкту. Подальше збільшення кількості імпульсів до 24, 
що досягається паралельним з'єднанням двох дванадцатиімпульсних модулів 
з фазовим зсувом на 15 градусів, зменшує сумарний гармонійний струм до 
4,5% [6]. Додаткове ускладнення схеми збільшує вартість, тому контролери 
такого типу можуть бути використані тільки коли абсолютно необхідно 
забезпечити відповідність обмеженням, які пред’являються постачальникам 
електроенергії. 
В ідеальних системах електроживлення сигнали струму і напруги 
мають ідеальну синусоїдальну форму. На практиці синусоїдальна форма 
сигналу струму починає спотворюватися, коли струм який протікає через 
навантаження нелінійно залежить від прикладеної напруги. У простих 
ланцюгах, що містять тільки лінійні компоненти опору, індуктивності і 
ємності струм, який протікає пропорційний прикладеній напрузі (на певній 
16 
частоті), так що синусоїдальній напрузі відповідає синусоїдальний струм. 
Правда, якщо в ланцюзі є реактивний елемент, то виникає зсув фаз між 
сигналами напруги і струму. У результаті цього коефіцієнт потужності 
зменшиться, але ланцюг все одно залишиться лінійним. Коли навантаження 
складається з простого двохнапівперіодного випрямляча і ємності, 
аналогічно вхідним системам типового імпульсного джерела живлення. В 
даному випадку струм споживається з мережі тільки за тієї умови, якщо 
напруга мережі вище напруги яка залишилася в накопичувальній ємності, 
тобто близько до пікового значення амплітуди синусоїди напруги. На 
практиці вольт-амперна характеристика навантаження (а, отже, і форма 
сигналу струму) набагато складніша, ніж зображується на рисунках. Може 
відзначатися деяка асиметрія і гістерезис, а точки перелому і нахил будуть 
змінюватися з навантаженням. Будь-який періодичний сигнал може бути 
розкладений на синусоїдальний сигнал основної частоти і велику кількість 
синусоїдальних сигналів з гармонійними частотами. Таким чином, 
перетворений сигнал струму, можна представити як сигнал сум всіх 
гармонійних складових, зазвичай вони обмежені основними. Для струму 
синусоїдальної форми, основні гармоніки зазвичай складаються з непарних 
гармонік. В існуючих електромережах парні гармоніки зустрічаються рідко, 
але вони були поширеним явищем, коли широко застосовувалися 
однонапівперіодні випрямлячі. Еквівалентний ланцюг можна представити як 
лінійний елемент, паралельно якому включили обмежену кількість джерел 
струму, кожен з яких має частоту і амплітуду відповідно до кожної з 
гармонік. Гармонійні складові генеруються навантаженням, точніше – вони 
створюються у результаті роботи перетворювача через які протікають всі 
зазначені струми, а як і результат і у всіх інших паралельних мережах [11]. 
Генератори гармонійних струмів іноді представляються як генератори 
напруги. Якби це відповідало істині, то тоді імпеданс джерела не впливав би 
на амплітуду гармонійної напруги, що прикладається до джерела. В 
реальності амплітуда цієї напруги пропорційна (в обмежених межах) 
17 
імпедансу джерела, що характеризує поведінку генератора, як джерело 
струму. Імпеданс джерела дуже низький, тому гармонійне спотворення 
напруги, яке виникає в результаті впливу гармонійного струму, також дуже 
мале і часто ледь перевищує фон мережі. Це може бути оманливим, оскільки 
створює враження відсутності гармонік, коли насправді мають місце сильні 
гармонійні струми. Така ситуація дуже схожа на спробу виявити блукаючі 
струми заземлення за допомогою вольтметру. Завжди, коли виникає підозра 
на наявність гармонік, або необхідно переконатися у їх відсутності, потрібно 
виміряти струм [11]. 
Практично у всіх перетворювачах використовується згладжуюча 
ємність, щоб згладити пульсації напруги в ланцюзі постійного струму. Для 
однофазної (двофазної) напруги рівень пульсації дорівнює приблизно 66%. 
Тому застосовують різні згладжуючі фільтри, наприклад найпростіший, 
згладжуючий С-фільтр, здатний у декілька разів знизити рівень пульсацій 
напруги [9, 10]. 
 
Таблиця 1.1 
Гармонійний склад струму при випрямленні 
Число фаз               Гармонійний склад,  n 
випрямлення, m 
2 2,4,6,8,10,12,14,16,18,20,22,24,26,28,30,32,34 ... 
3 3,6,9,12,15,18,21,24,27,30,33 ... 
6 6,12,18,24,30,36 ... 
12 12,24,36 ... 
24 24,48 ... 
 
Коефіцієнт пульсацій розраховується за формулою: 
 
18 
 
 
Таблиця 1.2 
Розрахункові коефіцієнти пульсацій для m-фазних випрямлячів 
m 2 3 6 12 24 
q,% 66.7 25 5.7 1.4 0.35 
 
Відповідно для зменшення пульсації вводять C-фільтр [10]. Однак як 
видно на рисунку 1.1 з приходом кожного піку випрямляч починає 
проводити струм зарядження конденсатора, який має імпульсний характер. 
Через це виникають вищі гармоніки струму, який зменшує коефіцієнт 
потужності. Для вирішення цієї проблеми можна замінити просто С-фільтр 
на LC-фільтр, який не дозволятиме струму швидко змінюватися. Цей метод 
відноситься до способу пасивної корекції коефіцієнта потужності. 
Джерело 
змінного струму 
 
Рис. 1.1.Схема однофазного випрямляча зі згладжуючим фільтром 
19 
 
 
Рис. 1.2. Графіки напруги та струму ланцюга з випрямлячем і 
згладжуючим фільтром 
 
Енергетичними параметрами системи після випрямлення змінного 
струму є коефіцієнт корисної дії (ККД), коефіцієнт потужності мережі і кут 
зміщення між активною і повною потужністю [8]. 
Характеристика випрямленої напруги на виході системи випрямлення 
характеризується коефіцієнтом пульсацій. 
ККД моста визначається за формулою: 
 
η       (1.2) 
 
де  – потужність втрат у напівпровідниковому мосту; Pd – потужність на 
виході моста. 
 
      (1.3) 
 
20 
Коефіцієнт корисної дії системи випрямлення дорівнює добутку ηв 
схеми випрямлення і коефіцієнта корисної дії електромагнітного 
перетворювача ηт (η=ηв∙ηт). 
Коефіцієнт корисної дії випрямляча: 
 
ηв=      (1.4) 
 
де – втрати в діодній частині. 
 
         (1.5) 
 
де  – різниця напруг на випрямному вентилі; α – кількість вентилів, 
через які послідовно пропускають струм. 
Використовуючи (1.4) - (1.3), отримуємо: 
 
    .     (1.6) 
 
При роботі таких систем на низькій напрузі коефіцієнт корисної дії 
вентильної частини зазвичай складає 0,98…0,99, а знаючи, що ККД 
електромагнітного перетворювача середньої потужності, як правило, володіє 
таким же коефіцієнтом потужності, можна вважати, що ККД системи 
випрямлення більший за 0,96. Відповідно, дані схеми випрямлення при 
роботі на малій напрузі, мають високі енергетичні показниками і не 
потребують корекції показників [9, 10]. 
З формули (1.4) можна побачити, що ККД системи випрямлення не 
залежить від струму. Якщо врахувати наявність виявлених втрат (в 
21 
електромагнітному перетворювачі енергії, СУ тощо.), то ККД очевидно 
корелюється виходячи від типу навантаження. 
Однак цей взаємозв'язок значно непомітний, а коефіцієнт корисної дії 
вищий ніж в електромеханічному перетворювачі енергії (рисунок 1.3). 
 
Рис. 1.3. Залежність ККД вентильного (ВП) і електромашинного (ЕМ) 
перетворювача від навантаження 
 
1.2. Гармонійні складові у випрямленій напрузі і первинному 
струмі 
 
Напруга на виході вентильної частини складається з постійної 
(корисної) і змінної (шкідливої) складових [8, 11]. Дані частини у кривій 
випрямленої напруги (струму) діляться на постійні і пульсації. Як правило, 
вони складаються з ряду гармонік. Якщо частота мережі f основна то, 
частота пульсацій буде: 
 
,     (1.7) 
 
де m – коефіцієнт пульсності, пропорційний добутку кількості рівно 
зміщених синусоїд на кількість надходячих напівперіодів. 
Якщо m>1 амплітуда n-ої гармонічної складової пульсації у 
некерованій системі випрямлення (представлена у в.о.) 
22 
,     (1.8) 
 
де n– номер гармонійної складової пропорційний основній частоті 
пульсацій випрямленої напруги або струму. Він відповідає числам 1, 2, 3… і 
т.д. [11]. 
Номер гармонійної складової в залежності від частоти пульсацій: 
 
,       (1.9) 
 
При збільшенні кратності частоти гармоніки її амплітудна частина 
починає значно зменшуватися, у якості ілюстрації візьмемо першу 
гармонійну складову 
 
   ,    (1.10) 
 
Коефіцієнт пульсацій q – це результат відношення гармонійної 
складової до середнього значення випрямленої напруги. 
 
Рис. 1.4. Зміна коефіцієнта пульсацій від глибини регулювання 
23 
Якщо поставлене завдання зменшення коливання випрямленої 
напруги, тобто покращення параметрів випрямленої мережі, то підвищення 
пульсності є найправильнішим рішенням, тому що відбувається збільшення 
кількості пульсацій, а також зменшуються коливання випрямленої напруги 
[9]. Коефіцієнт пульсацій починає швидко збільшуватися пропорційно 
збільшенню кута управління α. На рисунку 1.4 можна помітити, що при m = 
6 зменшення глибини регулювання від 1 до 0,4 призведе до зростання 
коефіцієнта пульсацій від 0,057 до 0,8. Струм, який споживається з мережі 
системою випрямлення, відповідно стає не синусоїдальним. У ньому 
з'являється гармонійний склад. 
Гармонійний склад залежно від частоти мережі 
 
    ,            (1.11) 
 
Нижчі гармонійні складові 
 
,          (1.12) 
 
Відмітимо, що системи випрямлення змінного струму спотворюють 
форму струму не тільки в самій системі, а й у мережі живлення. Підвищення 
пульсності призводить, до того, що частота гармонійних складових 
переходять в область високих частот, а їх амплітуда зменшується, таким 
чином, вони надають менший вплив на мережу живлення, а також 
спрощують їх фільтрацію. Гармонійні складові, які відносяться до основних, 
змінюють форму напруги мережі. Сила спотворення залежить від 
внутрішнього опору мережі. 
24 
Основними недоліками таких систем випрямлення є: створення 
гармонійних складових мережі, а також пульсації в випрямленій напрузі і 
струмі. 
Коефіцієнт потужності і  є показниками ефективної роботи 
мережі, адже чим вищі дані коефіцієнти, тим більше інших потужностей 
можливо пропустити через ту ж мережу при цьому, не змінюючи саму 
мережу. Коефіцієнт потужності – це відношення активної потужності P, яка 
споживається з мережі до повної потужності S. 
Встановимо зв'язок між коефіцієнтом потужності і кутом між 
потужностями. 
Представимо, що форма напруги має форму синусоїди. Тоді для 
трифазної мережі використовуються дані формулювання: 
 
,          (1.13) 
 
,             (1.14) 
 
де  – діюче значення первинної гармонійної складової струму, що 
споживається з мережі,  
 – кут зсуву між першою гармонійною складовою і напругою. 
Відношення потужностей дає можливість знайти коефіцієнт потужності 
 
,     (1.15) 
 
де  – коефіцієнт відхилення від синусоїдальності струму. Який відповідно 
буде дорівнювати 
 
25 
,      (1.16) 
 
де  – діюче діюче значення n-ї гармонійної складової струму. 
Чим менше буде , тим більш будуть помітні зміни спотворення з 
формою струму. Нехай, струм прямокутної форми матиме наступні умови m 
= 2,ν = 0,9, а при m = 6, ν = 0,955. Якщо струм з урахуванням комутації 
трапецеїдальний, то ν буде наближатися до одиниці [8, 9]. 
 
 
Рис. 1.5. Діаграми напруг і струмів в керованому випрямлячі за 
однофазною нульовою схемою з природною комутацією 
 
На рисунку 1.5 можна помітити, в ідеалізованій системі випрямлення 
може існувати фазовий зсув між струмом і напругою. Даний зсув 
визначається тільки кутом управління, а індуктивне навантаженням на цей 
зсув вплинути не може. Відповідно, якщо система випрямлення ідеалізована 
[8] 
 
     ,          (1.17) 
то 
26 
 
,          (1.18) 
 
Виходячи з формули (1.18) сosφ можна замінити за рахунок зміни 
глибини регулювання. Зменшення коефіцієнта потужності при 
регулюванні є одним із головних недоліків керованих систем випрямлення 
[8]. 
 
 
Рис. 1.6. Енергетичні показники керованих випрямлячів у функції 
регулювання 
 
На рисунку 1.6 (при ) можна побачити залежності 
енергетичних характеристик ідеалізованої системи випрямлення від 
глибини регулювання [9, 10]. 
Часові діаграми, які були отримані, враховуючи індуктивності 
розсіювання, представлені на рисунку 1.6. З даних графіків можна зробити 
висновок, що в даному випрямлячі коефіцієнт потужності має дуже низьке 
значення, тому: 
 
,           (1.19) 
27 
Перевагами представлених вище систем випрямлення є: високий 
коефіцієнт корисної дії і слабкий вплив на коефіцієнт корисної дії 
навантаження. Недоліками є: зниження кута між потужностями, 
коефіцієнта потужності та зниження характеристики випрямленої напруги 
зі зміною глибини регулювання; створення вищих гармонійних складових 
[11]. 
 
1.3. Повномостовий випрямляч із активною корекцією коефіцієнта 
потужності 
 
Коректори коефіцієнта потужності мають досить широку номенклатуру 
і за класифікацією можуть бути пасивні та активні, однофазні та багатофазні, 
однотактні та двотактні тощо [9, 10]. Одним із типів є активний 
повномостовий знижуючий випрямляч з активною корекцією коефіцієнта 
потужності, електрична схема якого представлена на рис. 1.7 [9]. 
 
Рис. 1.7. Електрична схема повномостового знижувального випрямляча з 
активною корекцією коефіцієнта потужності 
 
28 
Як і більшість коректорів коефіцієнта потужності, даний перетворювач 
побудований на основі двох перетворювачів: трифазного керованого 
випрямляча та понижуючого імпульсного перетворювача постійної напруги 
(ІППН) першого роду [6]. 
Схема перетворювача складається із шести керованих транзисторів 
VT1 ... VT6, які включені послідовно із діодами VD1 ... VD6. Необхідність 
застосування діодів обумовлена наявністю зворотних діодів усередині 
напівпровідникової структури транзисторів керованих ключових елементів 
VT1 ... VT6, що не дозволило б функціонувати даній схемі [10]. 
До частини перетворювача, яка побудована на основі керованого 
випрямляча, підключається схема ІППН-1. Вона складається з дроселя L, 
накопичувального конденсатора C та діода VD7. На вході перетворювача 
встановлений L-подібний фільтр другого порядку, що складається з дроселів 
LA, LB, LC та конденсаторів СLA, CLB, CLC. Його застосування пов'язане із 
режимом роботи установки. Слід відмітити, що схема випрямляча дозволяє 
протікати струм тільки в одну сторону, без режиму рекуперації або 
розмагнічування індуктивностей мережі, а застосування повністю керованих 
транзисторів, призводить до дуже жорсткого режиму комутації, в якому 
струм індуктивностей фаз дуже швидко розривається і відповідно повинен 
бути замкнутий на інш ланцюг. Таким чином, правильно підібраний 
електричний фільтр та відрегульована система управління, може забезпечити 
синфазну форму струму з високим коефіцієнтом потужності [10]. 
Цей перетворювач дозволяє виконувати регулювання вихідної напруги 
в діапазоні від нуля до лінійного значення напруги мережі. Управління 
перетворювачем здійснюється за допомогою широтно-імпульсного 
регулювання, що означає передбачувані моменти та кількість перемикань, як 
і режими роботи в цілому [9, 10]. 
Для забезпечення найкращих енергетичних параметрів перетворення 
(високий коефіцієнт потужності, відсутність фазового зсуву між середніми 
значеннями напруги та струмів фаз) системи управління, необхідно 
29 
забезпечувати періоди роботи ключів, як у некерованого трифазного 
випрямляча, а під час інтервалів природної комутації (від 30° до 150° напруги 
фази) проводити перемикання транзисторів зі скважністю, що забезпечує 
вихідну напругу. Таким чином, форма керуючих імпульсів, що надходять на 
затвори транзисторів, матиме вигляд відповідно до рисунка 1.8 [9, 10]. 
 
 
Рис. 1.8. Керуючі імпульси для транзисторів понижуючого керованого 
випрямляча з активною корекцією коефіцієнта потужності 
 
30 
Даний перетворювач з правильним вибором фільтрів та налаштування 
алгоритмів роботи здатний забезпечувати близьку до синусоїдальної форму 
споживаного струму, синфазного до напруги мережі живлення, як 
представлено на рис. 1.9 [9, 10]. Синусоїдальна форма споживаного струму 
забезпечується зростаючою швидкістю наростання струму в мережі при 
збільшенні миттєвого значення напруги фаз скважність керуючих імпульсів 
залишається постійною. 
 
 
Рис. 1.9. Напруга мережі (1) і споживаний знижуючим керованим 
випрямлячем з активною корекцією коефіцієнта потужності та струм (2) 
однієї фази 
 
Дані показники призводять до отримання досить високого коефіцієнта 
потужності, який наближено дорівнює одиниці. Також дана схема (рис. 1.7), 
дозволяє працювати у режимі рекуперації, тобто коли запасена енергія 
конденсатора віддається у мережу. Однак, такий режим можна забезпечити 
тільки при використанні комутаційних схем, які можуть інвертувати 
підключення конденсатора, тобто забезпечити зворотну полярність напруги 
постійного струму [9, 10]. 
До переваги схеми (рис. 1.7) можна також віднести відносно просту 
систему управління, невелика кількість датчиків (для забезпечення 
функціонування достатньо відстежувати напругу на виході перетворювача). 
До недоліків схеми належить необхідність застосовувати електричних 
фільтрів, які мають великі габарити, а відповідно і вартість. Також у 
31 
перетворювачі повинні проводити одночасно два ключові елементи, що 
призводить до необхідності забезпечення високої синхронізації комутаційних 
процесів. Іншим недоліком даного перетворювача є застосування великої 
кількості ключових елементів (транзисторів VT1 ... VT6 та діодів VD1 ... 
VD6), що відображається на кінцевій вартості установки [9, 10]. До того ж, 
послідовне підключення керованих та некерованих напівпровідникових 
приладів негативно позначається на падінні напруги на елементах і 
призводить до збільшення теплових втрат на ключах і відповідно до 
необхідності відведення більшої кількості тепла з більшою кількістю 
приладів, що також призводить до збільшення кінцевої вартості. 
 
1.4. Одноключовий трифазний випрямляч із активною корекцією 
коефіцієнта потужності 
 
Позитивною стороною активних коректорів коефіцієнта потужності є 
їх простота, низька вартість, а також можливість забезпечення високого рівня 
коефіцієнта потужності [10]. Схема одноключового трифазного випрямляча з 
активною корекцією коефіцієнта потужності представлена на рис. 1.10. 
 
Рис. 1.10. Електрична схема одноключового трифазного випрямляча з 
активною корекцією коефіцієнта потужності 
32 
Цей перетворювач є чудовим рішенням через свою мінімалістичну 
схему. Йому не потрібні вхідні фільтри, у схемі використовуються шість 
некерованих ключів (діоди VD1…VD6) і лише один керований (транзистор 
VT1). Також використовується лише одна котушка індуктивності L, що 
виконує роль накопичувача енергії у поєднанні з конденсатором C [10]. 
Як і багато інших коректорів коефіцієнта потужності, одноключова 
схема утворена на стику двох стандартних схем: трифазного некерованого 
випрямляча та імпульсного перетворювача постійної напруги, в даному 
випадку підвищує ІППН другого роду [10]. Тим не менш, вона має струм 
споживання, що значно відрізняється від струму споживання звичайного 
некерованого випрямляча, графік якого представлено на рис. 1.11. 
 
 
Рис. 1.11. Графіки фазної напруги (1) та струму (2), що споживається 
некерованим мостовим випрямлячем 
 
У багатьох наукових працях пропонується алгоритм роботи, у якому 
здійснюється регулювання струму котушок індуктивності фаз, відповідно і 
всього струму, який споживається перетворювачем. Причому перемикання 
транзистора здійснюється у моменти досягнення струмом нульового та 
максимального заданого, як представлено на рис. 1.12. Такий алгоритм 
роботи дозволяє досягти синусоїдального споживання за середнім значенням 
струму, але має велику кількість недоліків [10]: 
33 
- високі пульсації споживаного струму, а відповідно і високі пікові 
значення струму, що призводять до вибору ключів з високими струмовими 
характеристиками; 
- середнє значення струму призводить до синфазного синусоїдального 
споживання за середнім значенням, проте високі пульсації призводять до 
значного зростання потужностей спотворення. В результаті коефіцієнт 
гармонійних спотворень може зрости до THD=90%, а коефіцієнт потужності 
становить 75%. 
 
 
Рис. 1.12. Напруга (1) та струм (2) фази при використанні одноключового 
коректора коефіцієнта потужності з алгоритмом перемикання в крайніх 
значеннях струму 
 
Іншим більш оптимальним методом управління є режим, в якому 
забезпечується постійне значення струму, що проходить через дросель L, що 
при статичному навантаженні забезпечується утриманням постійного 
значення напруги на конденсаторі C. При такому режимі роботи досягаються 
наступні переваги [10]: 
- висока стабільність споживаного струму забезпечує низьку амплітуду 
пульсацій, і відповідно більш бережний режим роботи для ключових 
елементів, нижчі пульсації вихідної напруги; 
34 
- низьке значення пульсацій у струмі, що споживається, форма якого 
зображена на рис. 1.13, призводить до протікання струму фаз у формі 
прямокутних імпульсів шириною 120° з паузами між ними в 60°, що 
відповідає моментам природної комутації випрямляча. Подібна прямокутна 
форма струму відрізняється від синусоїдальної, але за рахунок низької 
амплітуди пульсації забезпечується низька потужність спотворень, а 
відповідно і більш високе значення коефіцієнта потужності, що досягає 
значень до cosϕ≤0,95 за умови синусоїдальної напруги живлення. 
 
 
Рис. 1.13. Напруга (1) та струм (2) фази при використанні одноключового 
ККП з алгоритмом підтримки постійного значення струму дроселя 
35 
До недоліків схеми варто віднести: 
- обмежене використання. Полягає в тому, що використання всього 
одного керуючого ключа хоч і знижує вартість перетворювача, але також 
призводить до збільшення струмового навантаження на цей 
напівпровідниковий прилад до шести разів, залежно від вибору схеми для 
порівняння. При цьому вартість транзисторних ключів може зростати в 
залежності від максимальних струмів параболічної траєкторії, що також 
призводить до необхідності ретельної економічної оцінки кінцевого 
пристрою; 
- достатнє високе значення коефіцієнта потужності до cosϕ≤0,95 хоч і 
оцінюється як хороше, але все ж таки далеко від ідеального; 
- відсутність можливості роботи в рекуперативному режимі. 
Всі ці вищеописані недоліки призводять до можливості застосування 
даної схеми лише в малопотужних, але порівняно дешевих рішеннях. 
 
1.5. Випрямляч VIENNA з активною корекцією коефіцієнта 
потужності 
 
Однією із найпопулярніших схем серед трифазних коректорів 
коефіцієнта потужності є схема випрямляча VIENNA, яка зображена рис. 
1.14 [9, 10]. Дана схема за принципами своєї дії схожа на підвищуючий 
імпульсний перетворювач постійної напруги другого роду. На рис. 1.14, 
схема підключається за з'єднанням зірка з нейтраллю. У фазах джерел 
напруги Ua, Ub та Uc знаходяться дроселі La, Lb та Lc відповідно, основне 
призначення яких є накопичення електричної енергії у магнітному полі. 
Дроселі кожної фази підключаються одночасно до виводів некерованого 
випрямляча, що складається з діодів VD1 ... VD6, і керовані ключами, що 
проводять в обидві полярності, які в поточному рішенні виконані у вигляді 
послідовно і зустрічно включених IGBT - транзисторів зі зворотними діодами 
всередині структури. Транзисторні ключі VT1…VT6 іншою стороною 
36 
підключаються до нейтралі мережі. Нейтральний провід мережі, також 
підключається до двох полярностей напруги постійного струму та відіграють 
роль накопичувачів електричної енергії [9, 10]. 
 
 
Рис. 1.14. Схема випрямляча VIENNA з активною корекцією коефіцієнта 
потужності 
 
Зустрічно-послідовне включення керованих ключових елементів 
VT1…VT6 дозволяє їм повністю контролювати струм, що споживається 
мережею. Проводиться це за аналогією з режимом роботи ІППН-2. На 
першому такті один із ключів відкритий (залежно від полярності фазної 
напруги у фазі А це можуть бути або VT1 для позитивної полярності 
напруги, або VT2 для негативної) і струм шляхом N-Ua-La-VT1-VT2-N 
наростає по абсолютному значенню. На другому такті розмагнічування 
дроселя струм фази А протікає при позитивній полярності напруги шляхом 
N-Ua-La-VD1-C1-N, а для негативної полярності шлях буде N-Ua-La-VD2-
C2-N. Аналогічні процеси відбуваються та інших фазах [9, 10]. 
Перевагами схеми є легка та передбачувана керованість, можливість 
реалізації як управління зі стеженням по струму фаз (гістерезисний метод 
управління), так і за допомогою ШІМ регулювання. Легкий контроль 
споживаного струму в поєднанні з відсутністю жорстких комутацій 
37 
призводить до відсутності необхідності застосування додаткових фільтрів на 
вході перетворювача (вхідний дросель у фазах перетворювача виступає 
накопичувачем енергії і тим не менш може розглядатися як вхідний фільтр 
струму). Незважаючи на відсутність складних фільтруючих схем, 
перетворювач дозволяє забезпечувати синфазний струм споживання з 
формою, близькою до синусоїдальної, що призводить до досягнення 
високого значення коефіцієнта потужності cosϕ, близького до одиниці. 
Подібна форма струму зображена для фази А на рис.1.15 [9, 10]. 
 
 
Рис. 1.15. Форма напруги (1) та струму (2) фази А споживаного 
випрямлячем VIENNA з активною корекцією коефіцієнта потужності 
 
Регулювання вихідної напруги у схемі проводиться в діапазоні значень, 
які вищі за лінійні напруги мережі. Режим роботи перетворювача 
здійснюється за безперервними струмами дроселів La, Lb і Lc, що означає 
відносно низькі амплітуди пульсацій і нормальний режим роботи ключових 
елементів по струму. 
До переваг цієї схеми варто віднести: 
38 
- низькі втрати у ключових елементах порівняно з мостовою схемою 
коректора коефіцієнта потужності; 
- завдяки застосуванню двох конденсаторів на виході перетворювача, 
знижується номінальна робоча напруга як для конденсаторів, так і для 
ключових елементів, тому що до них прикладається лише половина 
вихідної напруги; 
- можливість незалежного регулювання кожної фази [9, 10]. 
До недоліків схеми можна віднести: 
- неможливість реалізації рекуперативних режимів роботи 
перетворювача; 
- необхідність застосування четвертого провідника у трифазній мережі – 
нейтралі, за якою можливе протікання значного струму, у випадку 
несиметричного керування. 
 
1.6. Теоретичне порівняння трифазних коректорів коефіцієнта 
потужності 
 
Наведені у попередніх підрозділах схеми трифазних коректорів 
коефіцієнта потужності мають відмінності в більшості енергетичних, масо-
габаритних та цінових параметрів. Значення можуть змінюватись від 
конкретного практичного застосування, виду навантаження, застосованих у 
системі управління алгоритмів, а також якості мережі електропостачання. 
Однак зробити наближене теоретичне порівняння все також є можливим. 
Зведені дані за трьома описаними коректорами коефіцієнта потужності 
представлені в таблиці 1.3. 
 
 
 
 
 
39 
Таблиця 1.3 
Порівняльні параметри трифазних коректорів коефіцієнта потужності 
Порівняльний Мостовий 
параметр знижуючий Випрямляч Одноключовий 
випрямляч VIENNA випрямляч 
Кількість 
керованих 6 6 1 
ключів, шт 
Кількість діодів, 7+6 у складі 6+6 у складі 6 + 1 у складі 
шт транзисторів транзисторів транзистора 
Діапазон 
вихідних напруг, 0…Uл >Uл >Uл 
В 
Можливість Так, при 
рекуперації реверсуванні Ні Ні 
напруги 
Додана до 
ключів напруга, UВИХ UВИХ/2 UВИХ 
В 
Напруга на 
вихідному UВИХ UВИХ/2 UВИХ 
конденсаторі, В 
Коефіцієнт 
потужності ≤1 ≤1 ≤0,95 
 
В результаті аналізу можна дійти висновку, що вибір та застосування 
певного перетворювача має здійснюватися залежно від вимог конкретного 
технічного завдання. При необхідності одержання тільки зниженої напруги 
слід використовувати мостовий знижувальний активний випрямляч. Якщо ж 
вимоги до якості споживаної електричної енергії високі, то економічно 
доцільно застосувати подвійний каскад перетворювачів з підвищеними 
активними втратами. У випадку отримання найвищого коефіцієнта 
потужності варто застосувати випрямляч VIENNA, у якості першого каскаду 
до якого підключається знижуючий ІППН-1 (першого роду) або інший 
перетворювач, що забезпечить необхідну форму вихідної напруги. 
Таким чином, при необхідності отримання високої якості напруги без 
обов'язкових вимог до рекуперативного режиму роботи рекомендується 
40 
застосовувати випрямляч VIENNA, який має найкращі енергетичні 
параметри та якість перетворення, легкий у процесі побудови та безпечний 
(не має режимів перекидання). 
При обмеженому бюджеті, низькій потужності навантаження та 
відсутності жорстких вимог, виявився практичним у використанні 
одноключовий коректор, який показує досить чудові енергетичні 
характеристики при оптимальній будові елементної бази. Якщо додатковою 
умовою є висока потужність, яка споживається навантаженням, то необхідно 
здійснювати економічну оцінку можливості паралельного включення кількох 
подібних перетворювачів, тому що схемотехнічно у ньому відсутні 
обмеження. 
У разі необхідності отримання високої напруги на виході та реалізації 
рекуперативного режиму роботи варто використовувати мостовий 
підвищуючий перетворювач. 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
41 
РОЗДІЛ 2 
РОЗРОБКА ТА ДОСЛІДЖЕННЯ КОМП’ЮТЕРНИХ МОДЕЛЕЙ 
КОРЕКТОРІВ КОЕФІЦІЄНТА ПОТУЖНОСТІ 
 
На сьогоднішній день застосування комп'ютерних засобів моделювання 
є найбільш перспективним та оптимальним для проведення наукових 
досліджень. За допомогою програмних пакетів моделювання можна без 
фінансових затрат, швидко та ефективно провести перевірку розроблених 
електричних схем, математичних та/або програмних алгоритмів, 
модернізувати та відкласти вже готові рішення [12]. 
При виборі засобів комп'ютерного моделювання мною обраний був 
програмний пакет MATLAB/Simulink (рис. 2.1), який є графічним 
середовищем для імітаційного моделювання блочно-діаграмового 
представлення, за допомогою якого можна створювати різноманітні технічні 
системи різних фізичних аналогів [13]. Моделювані системи можуть бути 
самими різними видами: непереривні, дискретні або гібридні, нелінійні та 
навіть розривні системи. Бібліотечні пакети розширення дозволяють 
створювати та відкладати системи реального часу, поведінку яких можна 
зімітувати без застосування натурних експериментів. Можливість 
транслювати програмний код відкладеної системи в застосовний код для 
виробів, особливо привів високу популярність даної програми в 
комерційному застосуванні при розробці та відладці системи реального часу. 
Крім того, система має кілька різноманітних вбудованих методів чисельної 
інтеграції та розрахунку, потужні засоби збору статистики та відладки [13]. 
Переваги та розповсюджене використання програмного пакета 
MATLAB/Simulink призвели до появи бібліотеки з різними готовими 
моделями та користувальницькими блоками, створенню великої кількості 
учасників форумів, порад та інструкцій із його застосування. Все це робить 
42 
програмний пакет MATLAB/Simulink явним фаворитом на ринку засобів 
програмного моделювання [13]. 
 
Рис. 2.1. Вікно запуску MATLAB 
 
Для моделювання електричних систем дане програмне середовище має 
переважні можливості розміщення силових електричних схем у сукупністю з 
математичними алгоритмами в якості системи управління, без зв'язку з 
конкретними електричними елементами, що значно полегшує розробку і 
зменшує час для реалізації алгоритмів роботи, покращує їх гнучкість та 
зручність у використанні [13]. 
 
2.1. Розробка та опис засобів аналізу якості роботи комп’ютерних 
моделей 
 
Для чисельної оцінки ефективності роботи перетворювачів у програмі 
MATLAB/Simulink передбачені засоби розкладання даних у ряді Фур'є, з 
розрахунком значень коефіцієнта нелінійних спотворень THD [13]. Проте 
решту засобів аналізу необхідно розробити самостійно. 
43 
Основне призначення коректорів коефіцієнта потужності – це 
корегування коефіцієнта потужності до значення, що наближено дорівнює 
одиниці. Вбудованих засобів розрахунку цього показника Simulink немає, 
тому аналіз цього показника проводимо за допомогою побудованої схеми, що 
зображена на рис. 2.2. 
 
Рис. 2.2. Схема розрахунку компонентів коректора коефіцієнта 
потужності 
 
Блочна схема, яка зображена на рис. 2.2 розраховує чотири значення – 
повну потужність S, активну потужність P, реактивну потужність Q і 
потужність спотворень D. 
Для розрахунку значень активного та реактивного компонентів 
потужності Simulink має вбудований блок Power (Positive-Sequence), який на 
схемі знаходиться у нижньому лівому куту. Для цього на нього подається 
сигнали струму та напруги у фазах трифазної мережі, а на виході виходять 
сумарні компоненти потужності для всіх трьох фаз. Розрахунок повної 
потужності та потужності спотворень проводиться верхньою частиною 
схеми. Тут розраховуються діючі значення струмів та напруг кожної з фаз за 
допомогою блоків RMS (Root-mean square value) у векторному вигляді. Далі 
кожен елемент одержаних векторів перемножується з відповідним номером 
сусіднього вектора. Отримані добутки потім додаються, що у результаті 
44 
складає значення повної потужності. Звідси, знаючи значення повної, 
активної та реактивної потужності можна зробити розрахунок потужності 
спотворень. Розрахунок цієї потужності проводиться у відповідності до 
зображеної схеми на рис. 2.2 відповідно до виразу 
 
D = S2 − P2 −Q2.  
 
Далі всі отримані значення чотирьох компонентів потужностей 
передаються на осцилограф Scope2, де отримані графічні залежності можна 
візуально переглянути та проаналізувати. 
Іншими основними параметрами, які необхідні визначити для оцінки 
електромагнітної сумісності перетворювача є його показники по гармонійних 
складових струму, що віддаються в мережу, а також отримання сумарного 
коефіцієнта нелінійних спотворень THD [14]. Дані значення можуть бути 
отримані вбудованими засобами Simulink за допомогою контрольної панелі 
Powergui, розділ FFT analysis [13], вікно якого представлене на рис. 2.3. 
 
Рис. 2.3. Вікно гармонійного аналізу та розрахунку THD 
45 
Зображений рис. 2.3 інструмент програмного сесредовища, дозволяє 
зробити розкладання в ряд Фур’є будь-яких даних, які винесені у робоче поле 
моделі. За отриманими параметрами споживаного струму, можна 
проаналізувати значення кожної гармоніки, а також сумарного коефіцієнта 
нелінійних спотворень THD, що у послідуючому можна застосувати для 
порівняння цих значень з нормативними. 
Внутрішнім, не менш важливим показником роботи перетворювача, що 
застосовується для оцінки теплового режиму, активних втрат є кількість або 
частота перемикання ключових елементів. Цей параметр слід відстежувати з 
двох причин: 
- частота перемикання реальних ключових елементів обмежена 
швидкістю перемикань; 
- кількість перемикань прямо-пропорційно впливає на динамічні втрати 
ключових елементів. 
З цієї причини була побудована модель підсистеми, яка підраховує 
кількість перемикань сигналу, що сприймається за час моделювання. 
Вхідним сигналом даної системи є керуючий сигнал системи управління, що 
подається одним із транзисторів. Ця підсистема багаторівнева, а її підрівні 
представлені у порядку зверху вниз на рис. 2.4-2.6. 
 
 
Рис. 2.4. Вигляд системи підрахунку кількості  
перемикань на робочому полі 
 
 
 
 
46 
 
Рис. 2.5. Внутрішній вигляд системи Subsystem_counter підрахунку 
кількості перемикань 
 
 
Рис. 2.6. Внутрішня структура підсистеми Subsystem_increment 
 
Така структура зумовлена наступними міркуваннями. Перший рівень 
інкапсуляції забезпечує незагромодженість основного робочого поля. На 
другому рівні проводиться зберігання, запис та видача даних. Третій рівень 
підсистеми необхідний через застосування тригерної функції, вікно 
налаштування параметрів якого представлено рис. 2.7. 
Даний тригер перетворює систему з безперервної на тригерну, що 
означає, що вона існує і здійснює будь-які операції тільки одноразово в 
момент отримання сигналу керуючого тригером. Даним сигналом є передній 
фронт керуючого імпульсу на транзисторі. 
 
47 
 
Рис. 2.7. Вікно опису та налаштування тригерного блоку підсистеми 
 
При виявленні проходження переднього фронту на вході схеми тригер 
проводить одноразовий виклик підсистеми. У даному прикладі цією 
підсистемою є лічильник Counter Free-Running (рис. 2.6). Запропонована 
конфігурація призводить до того, що з кожним тригерним викликом 
лічильника його значення збільшується на одиницю, але після одноразового 
виклику підсистема ніби перестає існувати і не передає жодних сигналів. Для 
цього реалізовано другий рівень підсистеми підрахунку, яка зображена на 
рис. 2.5, в якій проводиться запис, зберігання та передача даних. 
 
2.2. Моделювання повномостового знижувального випрямляча 
 
Виходячи із поставленого завдання у кваліфікаційній роботі було 
побудовано комп’ютерну модель повномостового знижувального випрямляча 
з активною корекцією коефіцієнта потужності у прикладній програмі 
MATLAB/Simulink (рис. 2.8) [15]. 
48 
 
Рис. 2.8. Комп’ютерна модель повномостового знижувального 
випрямляча з активною корекцією коефіцієнта потужності 
 
На рис. 2.8 комп’ютерну модель складається з таких елементів. 
Трифазне джерело напруги Three-Phase Source підключено до блоку 
вимірювань Three-Phase V-I Measurement, за допомогою якого з моделі 
знімаються значення фазних напруг та струмів. Блок Three-Phase Series RLC 
Branch, призначений для імітації паразитних параметрів електропостачання. 
Перетворювач складається із шести IGBT-транзисторів IGBT/Diode1…6 із 
послідовно включеними діодами Diode1…6. Сторона постійної напруги у 
перетворювача представлена чотирма елементами: дроселем Series RLC 
Branch2, тунельним діодом Diode, накопичувальним (згладжуючим) 
конденсатором Series RLC Branch та навантаженням Series RLC Branch1. 
Нижче силової схеми представлені блокові схеми аналізу якості роботи 
перетворювача, описані в підрозділі 2.1. 
Управління перетворювачем здійснюється за допомогою підсистеми 
Subsystem_6keys_pfc_control, внутрішня структура якої представлена рис. 
2.9. 
 
49 
 
Рис. 2.9. Внутрішня структура системи управління трифазного коректора коефіцієнта потужності 
 
50 
Алгоритм роботи цієї системи управління відповідає алгоритму на 
основі управління перетворювачем, який працює за дві основні операції – 
визначення інтервалів природної комутації мостового випрямляча для 
забезпечення нульового фазового зсуву струму та регулювання вихідної 
напруги змінної тривалості імпульсів із застосуванням методів ПІД і ШІМ. 
Визначення природної комутації проводиться за методом найбільшої 
напруги. Регулювання скважності імпульсів проводиться виходячи з 
отриманої різниці заданої напруги та поточного значення напруги на виході 
перетворювача. Отримані імпульси – інтервали природної комутації і 
керуючі ШІМ імпульси, проходять логічну операцію І, внаслідок чого 
виходять готові керуючі сигнали, що подаються прямо на виводи ключових 
елементів. 
У ході моделювання отримано результати модельного експерименту, 
що зображені на рис. 2.10. Тут зображені графіки мережевих напруг та 
струмів, що споживаються перетворювачем. 
 
 
Рис. 2.10. Графіки мережевих напруг та струмів, що споживаються 
перетворювачем 
 
51 
Також у моделі використовується дискретний метод моделювання, 
тому що частина блоків не дозволяють працювати в режимі Continuous. Крок 
моделювання обрано 5 мкс, метод розв'язання – Tustin. 
Отримані графіки (рис. 2.10) споживаних струмів відповідають 
теоретичним. Інтервали споживання збігаються із інтервалами природної 
комутації некерованого трифазного випрямляча, тобто у періоди від 30° до 
150°, а також від 210° до 330°. Одночасно з цим споживання струму 
перетворювачем є періодичним, імпульсним із частотою 5 кГц, що було 
закладено в системі управління, а саме в блоці контролю ШІМ управління. 
Слід відмітити, в силу почергових інтервалів роботи кількість 
перемикань кожного транзистора становить 1600 з частотою перемикань 5 
кГц. 
На рис. 2.11 представлені отримані в результаті моделювання графіки 
періодів провідності транзисторів кожної фази. 
 
Рис. 2.11. Фазна напруга та імпульси керування для транзисторів кожної 
фази перетворювача 
 
52 
Для підтвердження синхронної провідності одночасно двох 
транзисторів у процесі перетворення на рисунку 2.12 представлені аналогічні 
графіки зі збільшеним масштабом по часовій осі. 
 
 
Рис. 2.12. Синхронні імпульси управління транзисторів різних фаз 
трифазного ККП 
 
З графіків, які представлені на рис. 2.12, спостерігається одночасне 
перебування у процесі перетворення та активному стані більше ніж два 
ключових елементів. Імпульси ШІМ синхронізовані та знаходяться прямо 
один під одним. При наступному інтервалі природної комутації відсутні 
конфлікти між фазами, що говорить про правильну роботу системи 
управління. 
На рис. 2.13 представлені показники схеми аналізу складових 
потужностей. 
 
 
 
 
53 
 
Рис. 2.13. Графіки споживання потужності повномостовим 
знижувальним випрямлячем із активною корекцією коефіцієнта 
потужності 
 
Як розглядалося у першому розділі, даний перетворювач через свою 
топологію схеми та алгоритмів роботи споживає досить високу потужність 
спотворень, що підтверджується графіками на рис. 2.13. На початку часу 
моделювання можна помітити деякі коливання графіків, пов'язані з 
перехідними процесами в перетворювачі. На верхньому графіку повної 
споживаної потужності простежується характерний графік поведінки 
системи за переважно інтегрально-пропорційного ПІД-регулювання. З 
графіків отримане підсумкове значення коефіцієнта потужності має величину 
сosϕ=P/S=9500/12000=0.8. 
На рис. 2.14 зображені дані гармонійного аналізу споживаних 
перетворювачем струмів. 
 
 
 
 
54 
 
Рис. 2.14. Вікно FFT аналізу споживаного перетворювачем струму 
 
З рисунка 2.14 видно, що для аналізу обрані останні п'ять періодів 
струму, тобто аналіз проводиться в усталеному режимі. Також у верхньому 
вікні можна спостерігати переважно інтегральний режим перехідних 
процесів струму на початку часу моделювання. 
Швидке розкладання Фур'є показує, що найбільша амплітуда з вищих 
гармонік має п'ята гармоніка з амплітудою 20% від основної. Інші гармоніки 
також наведені рис. 2.14 до 40-го номера, у якому закінчується нормами, що 
відповідають ДСТУ. Також у цьому вікні представлено значення коефіцієнта 
нелінійних спотворень THD, який має досить високе значення THD=90%. 
55 
Тим не менш, показники електромагнітної сумісності в описаній системі 
також суттєво залежать від заданої вихідної напруги та величини 
навантаження. Тобто від усіх параметрів, що впливають скважність 
імпульсів, амплітуду та характер споживаного струму. 
 
2.3. Моделювання одноключового випрямляча із активною 
корекцією коефіцієнта потужності 
 
Виходячи із поставленого завдання у кваліфікаційній роботі також 
було побудовано комп’ютерну модель одноключового активного випрямляча 
з корекцією коефіцієнта потужності у прикладній програмі 
MATLAB/Simulink (рис. 2.15) [15]. 
 
 
Рис. 2.15. Комп’ютерна модель одноключового активного випрямляча з 
активною корекцією коефіцієнта потужності 
 
56 
Модель одноключового коректора коефіцієнта потужності, побудована 
у програмі MATLAB/Simulink (рис. 2.15) складається з наступних елементів. 
Джерелом живлення є трифазне джерело напруги Three-Phase Source. До 
нього підключається блок вимірювання фазних струмів та напруг Three-Phase 
V-I Measurement. Фази мережі підключаються до фаз коректора коефіцієнта 
потужності, а саме до трифазного некерованого випрямляча, що складається 
з шести діодів Diode0…5. На стороні постійної напруги після трифазного 
некерованого випрямляча підключений ІППН-2, що складається з дроселя 
Series RLC Branch3, транзистора IGBT/Diode, діода Diode6 і конденсатором 
Series RLC Branch. Навантаженням є елемент Series RLC Brach1. 
Управління роботою перетворювача здійснюється за допомогою 
системи управління, поданої підсистемою Subsystem_1key_pfc_control, 
внутрішній пристрій якої зображено на рис. 2.16. 
Іншими елементами робочого поля є осцилографи Scope та їх 
допоміжні елементи, а також елементи аналізу якості роботи перетворювача 
– підрахунок кількості перемикань, аналіз споживаних потужностей та 
головний блок контролю симуляції – powergui. 
 
Рис. 2.16. Внутрішня структура системи керування одноключовим 
коректором коефіцієнта потужності 
 
Система управління зображена на рис. 2.16 здійснює аналіз різниці між 
заданою і поточною напругою, відмінністю сигналів, що надходять на ПІД- 
регулятор, вихідний сигнал якого передається на вхід ШІМ-регулятора, який 
задає скважність імпульсів, що подаються на транзистор VT1. 
Функціонально дана система управління має досить мінімалістичну 
57 
структуру в силу того, що виробляється генерація сигналу управління всього 
для одного ключового елемента, механізм ШІМ та ПІД регулювання 
виконується за допомогою базових блоків бібліотеки Simulink, а кількість 
зовнішніх впливів управляють всього два. Ефективність даної системи 
залишається на досить високому рівні. Кількість перемикань схеми 
розрахована та відповідає заданому значенню – 5 тисяч перемикань на 
секунду часу моделювання. 
На рис. 2.17 представлені отримані графіки мережевих напруг та 
споживаних перетворювачем струмів. 
 
 
Рис. 2.17. Графіки мережевих напруг та споживаних перетворювачем 
струмів 
 
Як можна бачити з рис. 2.17, графіки струмів, що споживаються 
відповідають теоретичним, а саме графік струму не має фазового зсуву по 
відношенню до фазної напруги. Інтервали споживання струму відповідають 
часовим відрізкам природної комутації некерованого трифазного 
випрямляча, а саме провідність здійснюється у діапазоні значень кутів від 30 
до 150, а також при зворотній полярності напруги від 210 до 330. Форма 
58 
імпульсів прямокутна, пікове значення струму згладжене без значних 
пульсацій. 
На рисунку 2.18 представлені отримані графіки споживання потужності 
компонентами перетворювача. 
 
 
Рис. 2.18. Графіки споживання потужності компонентами 
одноключового коректора коефіцієнта потужності 
 
З графіків (рис. 2.18), можна побачити, що перетворювачем 
здійснюється споживання переважно активної потужності, з невеликим 
значенням потужності нелінійних спотворень та відсутністю реактивного 
компонента потужності. За результатами моделювання підсумковий 
коефіцієнт потужності виходить cosϕ=P/S=68000/75000=0.91, що дуже 
хорошим показником. 
Для аналізу електромагнітної сумісності на рис. 2.19 наведено значення 
розрахованих за допомогою швидкого перетворення Фур'є амплітуд вищих 
гармонік споживаного струму. 
 
 
59 
 
Рис. 2.19. Вікно гармонійного аналізу powergui 
 
На рис. 2.19 представлено змодельований гармонійний аналіз 
споживаного перетворювачем струму. Розрахунок значень амплітуд гармонік 
проводився для усталеного режиму роботи перетворювача, через 3 секунди 
від початку моделювання. У верхньому полі вікна зображені дані - графік 
спожитого струму, в нижньому полі зображена діаграма розрахованих 
гармонік. 
Як можна бачити з рис. 2.19, значення гармонік струму, що 
споживається, задовільні. Наприклад, п'ята гармоніка має значну амплітуду 
20% від амплітуди основної гармоніки. Тим не менш, нормативні документи 
60 
України регулюють значення напруги в точці передачі електричної енергії, 
що означає вагому залежність нормативних показників від параметрів 
електричної мережі та інших зовнішніх факторів. 
Значення коефіцієнта нелінійних спотворень перебуває в порівняно 
низькому рівні – THD=31%. 
Слід зазначити, що контролюючі органи України, що працюють у сфері 
електропостачання, здійснюють контроль гармонійних складових не тільки 
для напруги в точці передачі енергії, але і для споживаних установками 
струмів. Причому вимоги розподілені за багаторівневою класифікацією 
(типовим нормативним документом ДСТУ EN 50160:2023 [16]), залежно від 
напруги мережі, номінального діючого значення споживаного струму, і так 
званого відношення короткого замикання RSCE, розрахунок якого також 
проводиться залежно від параметрів та споживача та електричної мережі. Ця 
класифікація може дуже багатогранна і досить складна, тому її ефективне 
застосування вимагає окремого аналізу. 
 
2.4. Моделювання випрямляча VIENNA з активною корекцією 
коефіцієнта потужності 
 
Виходячи із поставленого завдання у кваліфікаційній роботі було 
побудовано комп’ютерну модель випрямляча VIENNA з активною корекцією 
коефіцієнта потужності у прикладній програмі MATLAB/Simulink (рис. 2.20) 
[15]. 
Схема випрямляча VIENNA, зображеного рис. 2.20, складається з 
наступних елементів. Трифазне джерело напруги Three-Phase Source, що 
працює за схемою зірка з нейтраллю. Цей нюанс має важливе значення, 
оскільки нейтральний провід застосовується у топології даної схеми як 
робочий. До джерела живлення підключений блок вимірювання напруги та 
струмів мережі, дані з якого застосовуються як для здійснення управління 
перетворювачем, так і для аналізу показників перетворення. До блоку 
61 
вимірювання послідовно підключається блок трифазних навантажень Three-
Phase Series RLC Branch, який виконує роль дроселів у фазах перетворювача, 
здійснюючи роботу як накопичувач енергії. До навантажень фаз 
підключається перетворювач, що є трифазним некерованим випрямлячем та 
складається із діодів Diode0…5. Одночасно, до фаз зустрічно-послідовно 
підключені транзистори IGBT/Diode1…6, що виконують функцію дроселів. 
Дані транзистори відкриваються на першому такті перетворення аналогічно 
роботі транзистора в імпульсному перетворювачі постійної напруги другого 
роду, єдиною відмінністю є наявність двополярної напруги на вході 
перетворювача, через що стає необхідним застосування відразу двох 
транзисторів у кожній фазі. Залежно від полярності вхідної напруги для 
дроселів здійснюється відкриття одного з транзисторів, причому живлення 
дроселя здійснюється ланцюгом протікання струму: нейтраль - джерело 
напруги - дросель - транзистор - нейтраль. 
 
 
Рис. 2.20. Комп’ютерна модель випрямляча VIENNA з активною 
корекцією коефіцієнта потужності 
 
62 
Одночасно до нейтралі перетворювача та різнополярних сторін 
постійної напруги некерованого трифазного випрямляча підключені два 
фільтри/накопичувачі енергії – конденсатори, представлені блоками Series 
RLC Branch та Series RLC Branch3. Останнім елементом силової схеми є блок 
навантаження Series RLC Branch1. 
У нижньому лівому куті робочого поля знаходиться система 
управління, яка представлена підсистемою Subsystem_vienna_control. 
Вхідними даними система управління є інформація про фазні напруги мережі 
електропостачання, струми кожної фази, поточної напруги на виході схеми, 
заданої напруги на виході, а також відсоткового коефіцієнта delta_I, що 
позначає ширину каналу для гістерезисного управління. Виходи системи 
управління представлені шістьма незалежними виходами, через які 
подаються імпульси управління на кожен окремий транзистор. 
Інші блоки схеми здійснюють розрахунки та збирання показників 
якості перетворення: розрахунок компонентів споживаної потужності, 
кількості перемикань та контрольний блок powergui. 
Система управління коректора коефіцієнта потужності з випрямлячем 
VIENNA, яка представлена на рис. 2.21, працює за наступним алгоритмом 
роботи. Оскільки, найважливішим умовою правильної роботи коректора 
коефіцієнта потужності є споживання лише активної потужності, то слід 
розглядати питання функціонування системи управління. На першому етапі 
система управління аналізує форму сигналу напруги кожної фази та нормує 
його в діапазоні амплітуди від -1 до 1, тим самим забезпечуючи роботу у 
відсотковому співвідношенні, а також дозволяє споживати активну 
потужність навіть при живленні з викривленою формою напруги. Таким 
чином, отримується сигнал форми еталонного споживаного струму у 
відсотках. 
 
 
 
63 
 
 
Рис. 2.21. Внутрішня структура системи управління коректора коефіцієнта потужності  
з випрямлячем VIENNA 
 
64 
Інша частина системи управління, що знаходиться в лівому нижньому 
куті (рис. 2.21), здійснює розрахунок різниці між заданою напругою та 
напругою на виході схеми. Отримана різниця підсилюється та передається на 
інтегратор. На виході з інтегратора отримується коефіцієнт підсилення 
сигналу управління струмом. 
Потім два отриманих сигнали (форми та коефіцієнта підсилення) 
надходять до шести типових згрупованих областей елементів, в яких 
перемножуються. «Типові групи» являють собою групи елементів, що 
забезпечують роботу перетворювача в режимі гістерезисного управління 
(стеження струму) і кожна група забезпечує роботу одного з шести 
транзисторів. Поточне значення споживаного струму фаз порівнюється з 
еталонною формою, яка також має область допустимих струмів (канал 
шириною delta_I, який заданий у відсотках). Якщо поточне значення 
споживаного струму менше еталонного за абсолютним значенням на delta_I 
або більше, відбувається включення одного з транзисторів фази, що дозволяє 
накачувати дросель фази при даній полярності напруги. Якщо споживаний 
струм фази більше еталонного за абсолютним значенням на delta_I або 
більший, то обидва транзистори відключаються і струм фази зменшує своє 
абсолютне значення самостійно в процесі передачі накопиченої енергії 
дроселя у вихідну ємність. 
Результатом роботи розробленої моделі коректора коефіцієнта 
потужності з випрямлячем VIENNA та системи управління є отримані 
графіки фазної напруги та споживаного струму, а також імпульсів 
управління транзисторів фази А, які представлені на рис. 2.22. 
Як можна бачити із рис. 2.22, форма споживаного перетворювачем 
струму являє собою синусоїдальну форму без зсуву фази від напруги, з 
деяким коливанням навколо еталонного значення, що забезпечує релейним 
методом управління. Залежно від полярності напруги однієї фазі здійснює 
комутацію лише один транзистор. Частота перемикання транзисторів 
65 
змінюється залежно від амплітуди вхідної напруги, що впливає на швидкість 
наростання та спадання струму в дроселі. 
 
 
Рис. 2.22. Графіки роботи трифазного випрямляча VIENNA з активною 
корекцією коефіцієнта потужності (у вікнах представлені по порядку зверху 
вниз: фазні напруги мережі, що споживаються перетворювачем; фазні 
струми; імпульси керування для двох транзисторів фази А) 
 
У розробленій комп’ютерній моделі випрямляча VIENNA з активною 
корекцією коефіцієнта потужності (рис. 2.20), релейний метод управління 
забезпечує досить хорошу форму струму, стабільність системи, але 
призводить до високої частоти перемикань транзисторів. За одну секунду під 
час проведення модельного експерименту, у системі спостерігалося понад 5 
тисяч перемикань кожного транзистора, а частота перемикань сягала 10 кГц у 
піковому значенні. Дані значення близькі до граничних для силових ключів, 
що означає необхідність обмеження частоти перемикання в реальних 
системах. Крім того, за цими ознаками даний метод управління поступається 
раніше розглянутим у підрозділах 2.1 та 2.2. 
66 
У процесі моделювання також були отримані графіки споживання 
потужності компонентами випрямляча VIENNA з активною корекцією 
коефіцієнта потужності, які представлені на рис. 2.23. 
 
 
Рис. 2.23. Графіки споживання потужності компонентами випрямляча 
VIENNA з активною корекцією коефіцієнта потужності 
 
У верхньому вікні рис. 2.23, зображено графік споживання повної 
потужності, тоді як у нижньому вікні відображені компоненти потужності 
окремо. При розрахунку коефіцієнта потужності, що дорівнює cosϕ=P/S, його 
значення виходить приблизно 1, якщо знехтувати деякою похибкою 
розрахунку. 
Також для аналізу електромагнітної сумісності було проаналізовано 
гармонійний склад та розраховано коефіцієнт нелінійних спотворень за 
допомогою вбудованих засобів проведення швидкого розкладання Фур'є. 
Вікно аналізу зображено на рис. 2.24. 
 
 
 
67 
 
Рис. 2.24. Вікно гармонійного аналізу струму, що споживається 
випрямлячем VIENNA 
 
На рис. 2.24 у верхньому полі зображено аналізований графік струму, 
який отримано на п'яти періодах основної гармоніки. У нижньому вікні у 
вигляді стовпчастої діаграми зображено амплітуди вищих гармонік, аналіз 
яких проводився відповідно до нормативних документів – до 40-го порядку 
від основної гармоніки. Як можна бачити з рис. 2.24, амплітуди гармонік 
мають дуже мале значення порівняно з попередніми дослідами моделювання 
коректорів коефіцієнта потужності. Так, наприклад, найбільша амплітуда з 
найвищих гармонік має третю гармоніку з амплітудою всього в 1,5% від 
68 
основної, а сумарний коефіцієнт нелінійних спотворень має значення лише 
THD=10%. Дані критерії мають дуже добрі значення порівняно з раніше 
розглянутими перетворювачами. 
 
2.5. Аналіз та порівняння схем коректорів коефіцієнта потужності 
за результатами проведеного модельного експерименту  
 
За результатами проведеного моделювання на розроблених 
комп’ютерних моделях (п. 2.2-2.4), отримані різні дані про енергетичні 
характеристики та параметри якості роботи перетворювачів з коректорами 
коефіцієнта потужності. Нижче, у таблицях 2.1 і 2.2 наведені зведені дані по 
перетворювачах, а саме в таблиці 2.1 представлений гармонійний склад 
споживаних струмів перетворювачами, а в таблиці 2.2 наведено значення 
споживаних потужностей та коефіцієнта потужності. 
 
Таблиця 2.1 
Гармонійний склад струмів, що споживаються перетворювачами,% 
Порядок Повномостовий Одноключовий 
гармонійної знижуючий підвищуючий Випрямляч 
складової, n випрямляч випрямляч VIENNA 
3 - - 1,5 
5 19,5 19,5 0,8 
7 14 14,5 0,45 
9 - - 0,35 
11 9 9 0,1 
13 8 8 0,1 
17 6 6 0,1 
19 5,5 5,5 0,25 
THD 90,9% 31,1% 10,9% 
 
 
 
 
69 
Таблиця 2.2 
Значення споживаних потужностей перетворювачами та сумарний 
коефіцієнт потужності 
Потужність у 
відсотках від Повномостовий Одноключовий 
повної знижуючий підвищуючий Випрямляч 
випрямляч випрямляч VIENNA 
потужності, % 
Активна 
потужність P 80% 91% 99% 
Реактивна 
потужність Q 0 0 0 
Потужність 
спотворень D 60% 26% 10% 
Коефіцієнт 
потужності cosϕ 0,8 0,9 0,99 
 
Виходячи із отриманих за результатами моделювання, чисельні 
параметри перетворювачів відрізняються між собою поряд з теоретичними 
параметрами (табл. 3.1 і 3.2). 
Аналізуючи таблицю 2.1 встановлено, що серед розглянутих 
коректорів коефіцієнта потужності повномостовий знижувальний випрямляч 
і одноключовий підвищуючий випрямляч мають однаковий гармонійний 
склад на всьому діапазоні (гармоніки від другого до сорокового номерів). 
Причому слід відмітити, що амплітуди гармонік значні і за певних певних 
струмових параметрів перетворювача, гармонійний склад струмів може 
виходити за допустимий діапазон значень, що означає необхідність 
перегляду заміни компонентів перетворювача або навіть технічного 
завдання. 
Варто звернути увагу на сумарний показник гармонійних спотворень 
THD між повномостовим знижуючим випрямлячем і одноключовим 
підвищуючим випрямлячем, які маю велику розбіжність. Це пов’язано тим, 
що форма споживання струму знижувальним перетворювачем має вигляд 
групи прямокутних імпульсів, частота яких має частоту перемикань – 5 кГц. 
Звідси отримується широкий спектр вищих гармонік, який починається від 5 
70 
кГц та вище. Проте ці гармоніки не нормуються нормативними державними 
документами. Гармонічні складові дуже високих частот мають тенденцію до 
компенсації розподілених параметрів мережі. Ймовірно, це і є причиною 
відсутності контролю за ними. 
Також слід відмітити, що у повномостового знижувального випрямляча 
і одноключового підвищуючого випрямляча відсутні гармоніки порядків, 
кратних трьом. Даний факт пов'язаний з тим, що управління цими 
трифазними перетворювачами, а відповідно і струму споживання кожної 
фази, відбувається синхронно у всі моменти часу. Незважаючи на 
синхронізованість роботи випрямляча VIENNA різна швидкість наростання 
струму в дроселях перетворювача призводить до різних моментів вимикання 
ключових елементів, що означає деяку розбіжність у часі провідності та появі 
незначної розсинхронізації. 
Тим не менш, гармонійний склад споживаних струмів випрямлячем 
VIENNA в нормованому діапазоні, отриманий за результатами моделювання, 
є таким, що позитивно виділяється, що часто навіть при необхідності 
отримання вихідної напруги нижче напруги мережі варто розглянути даний 
перетворювач як вхідний каскад, що забезпечує найкращі вхідні параметри. 
Проте, це питання необхідно економічно оцінювати під час розрахунку 
приладу під конкретне технічне завдання, тому що компонентна база 
перетворювача, відповідно і цінові показники, сильно залежить від багатьох 
параметрів. 
З отриманих даних з модельного експерименту про споживання 
потужності перетворювачами (табл. 2.2), слід відмітити, що застосування 
підвищуючих перетворювачів в якості першого каскаду може бути доцільно 
навіть у разі отримання зниженої напруги на виході.  
 
 
 
 
71 
РОЗДІЛ 3 
 МЕТОДИКА ОЦІНОЧНОГО РОЗРАХУНКУ КОРЕКТОРА 
КОЕФІЦІЄНТА ПОТУЖНОСТІ 
 
У цьому розділі розглянемо методику оціночного розрахунку елементів 
силової частини трифазного випрямляча VIENNA з активною корекцією 
коефіцієнта потужності, на прикладі його використання в системі живлення 
промислового зварювального напівавтомата Tesla Weld MIG/MAG/MMA 500 
S [17], який живиться від трифазної мережі синусоїдального струму з 
напругою 380 частотою 50 Гц (рис. 3.1).  
 
Рис. 3.1. Зварювальний напівавтомат  
Tesla Weld MIG/MAG/MMA 500 S [17] 
 
Параметри споживача [17]: 
72 
- забезпечення двох діапазонів напруги живлення: U1=0…300 В та 
U2=300…800 В постійного струму. Допускається виконати окремі 
виходи даних діапазонів напруг; 
- зварювальний струм макс. (MIG/MAG), 500 А; 
- зварювальний струм мін. (MIG/MAG), 40 А; 
- робоча напруга на дузі (MIG/MAG), 16 – 39 В; 
- напруга неробочого ходу (MIG/MAG), 70 В; 
- споживаний струм (MIG/MAG), 35 А; 
- потужність (MIG/MAG), 22,9 кВт; 
- активна потужність (MIG/MAG), 19,5 кВт; 
- коефіцієнт корисної дії, 85%. 
Виходячи із отриманих результатів теоретичного аналізу, параметрів 
перетворювачів, а також порівняльного аналізу модельних експериментів 
наведених у другому розділі, вибір припав на технічну пропозицію 
використання двоступінчастого перетворювача, що складається з першого 
каскаду у вигляді підвищуючого коректора коефіцієнта потужності 
(випрямляча VIENNA) та понижуючого імпульсного перетворювача 
постійної напруги (ІППН першого роду) як другий каскад. 
Дане рішення має переваги: 
- забезпечується найкраще значення коефіцієнта потужності при 
споживанні струму з електричної мережі, шляхом виключення понижуючого 
ККП, який має порівняно найгірші показники якості; 
- використання меншої кількості елементів у перетворювачів, оскільки 
в ІППН застосовується мінімальна кількість ключових приладів - всього один 
транзистор і один діод, що сприятливо позначиться на цінові параметри 
перетворювача; 
- просте управління одним надійним ККП, що призводить до 
спрощення, здешевлення та підвищення надійності систем управління; 
- наявність нейтрального проводу на стороні постійної напруги 
перетворювача, що дозволяє проводити заземлення сторони навантаження, 
73 
забезпечивши тим самим безпеку користувачів (що також потрібно для 
зварювального апарата). 
Для вирішення технічного завдання, а саме перетворювача з корекцією 
коефіцієнта потужності для зварювального напівавтомата, пропоную 
використати схему, яка представлена на рис. 3.2. 
 
 
Рис. 3.2. Схема перетворювача з корекцією коефіцієнта потужності для 
зварювального напівавтомата 
 
На схемі, яка представлена на рис. 3.2, елементи VT7, VD7, L1 і C3 
являють собою імпульсний перетворювач постійної напруги першого роду 
(знижуючий). У той же час інші елементи утворюють трифазний випрямляч 
VIENNA з активною корекцією коефіцієнта потужності. 
Розрахунок ІППН-1 є типовим, тоді як розрахунок випрямляча 
VIENNA є оригінальним завданням. Представимо типовий алгоритм 
розрахунку. 
Потужність, що споживається з виходу перетворювача, досягає 
максимального значення 22,9 кВт. Виділяючи запас споживаної енергії на 
активні втрати всередині перетворювача, споживану потужність 
спотворення, що не вносить корисної роботи та можливі імпульсні зміни 
споживання, приймемо максимальну споживану потужність перетворювачем 
Pmax = 25 кВт. Напругу на виході ККП UКПП приймаємо такою, щоб покрити 
74 
весь діапазон робочих напруг на виході джерела живлення Uвих з деяким 
запасом, що забезпечує нормальне функціонування ІППН. Прийнявши цей 
запас за 25%, отримаємо, що напруга на виході ККП визначається за виразом 
 
UКПП =Uвих.мах ⋅1,25 = 380 ⋅1,25 = 475  В. 
 
Діюче значення струму, що споживається ККП з кожної фази Iф.d 
трифазної мережі розраховується як частина від операції ділення потужності 
на діючу напругу мережі Uф.d, яка поділена на 3, з урахуванням припущень, 
наведених при виборі запасу потужності, оскільки робота ККП 
синхронізована та забезпечує рівномірне споживання струму з кожної фази 
 
І Рмах 25000
ф.d = = =17,5  А. 
3 ⋅UКПП 3 ⋅475
U 380 ⋅ 2 ⋅3
ф.d = = 513,2  В. 
3,14
 
Оскільки форма споживаного струму ККП повинна мати синусоїдальну 
форму, то зв'язок між діючим Іф.d  та амплітудним значенням визначається 
відповідно до синусоїдального закону за допомогою множення діючого 
значення на 2. Тобто. пікове значення заданого струму Ipeak має величину, що 
визначається 
 
I peak = 2 ⋅ Іф.d = 2 ⋅17,5 = 35  А. 
 
З урахуванням відсоткового коефіцієнта ΔI діапазону допустимих 
відхилень струму (ширина каналу релейного управління), отримаємо 
значення максимального струму фази, який також є піковим струмом 
транзисторів та дроселів 
 
75 
Іф.мах = I peak (1+ ∆I ) = 35(1+ 0,99) = 69,7  А. 
де ΔI задається виходячи із вимог забезпечення коефіцієнта потужності 
установки та необхідної (допустимої) частоти перемикань 
транзисторів. 
Частота комутації ключових елементів визначається зі швидкостей 
наростання/спадання струмів дроселів. Швидкість наростання струму в 
дроселі залежить від миттєвого значення напруги у фазі електричної мережі 
та індуктивності дроселя, який використовується 
 
dІ Uф.d −Uvt .on −Uvd . fwd1 513,2 − 22,3− 5
= =
dt L 24,26 ⋅10−3 = 20028.   (3.1) 
rise
 
де  Uф.d – діюча напруга фази електричної мережі; 
Uvt.on – падіння напруги на відкритому транзисторі фази; 
Uvd.fwd1 = 5 В – пряме падіння напруги фази на діоді закритого 
транзистора; 
L= 24,26∙10-3 Гн – індуктивність котушки фази. 
Uvd.fwd1 може бути визначено з технічної документації, Uvt.on 
 
Uvt .on = Rvt .on ⋅ Iф.max = 0,32 ⋅69,7 = 22,3 В, 
 
де Rvt.on – активний опір транзистора SiC 650 В у відкритому стані [18]. 
Враховуючи, що пікове значення швидкості наростання струму в 
дроселі досягається при амплітудному значенні напруги в мережі Uф, 
формула (3.1) матиме вигляд 
 
dІ 2 ⋅Uф.d −U
= vt .on −Uvd . fwd1 ,     (3.2) 
dtrise L
 
76 
Швидкість спадання струму в дроселі більшою мірою залежить від 
вихідної напруги на накопичувальному конденсаторі та напрузі мережі  
 
dІ U
= ККП 2 −Uф −Uvd . fwd 2 ,     (3.3) 
dt fall L
 
де  UККП/2 - напруга одного з вихідних конденсаторів, оскільки процес 
скидання енергії з дроселя одночасно виконується тільки в один із 
конденсаторів; 
Uф. – фазна напруга мережі; 
Uvd.fwd2 = 7 В – пряме падіння напруги на прямо зміщеному діоді 
випрямляючої частини ККП 
У цьому, з формули (3.3) максимальна швидкість спадання струму в 
дроселі фази спостерігається при найменшому значенню напруги мережі, 
тобто при Uф=0. У такому випадку формула для визначення максимальної 
швидкості спадання струму дроселя перетворюється з виразу (3.3) на 
формулу  
 
dІ U 2 −U
= ККП vd . fwd 2 475 / 2 − 7
= −3 = 9501,2.  (3.4) 
dt fall .мах L 24,26 ⋅10
 
Таким чином, пікові значення швидкостей наростання та спадання 
струму дроселя знаходяться у відповідних станах напруги живлення – при 
його амплітудному та нульовому значеннях відповідно. В даному випадку 
необхідно розрахувати залежність сумарного значення швидкостей 
наростання та спадання струмів і взяти для розрахунку значення напруги 
мережі, при якій сумарна величина швидкостей найбільша. Насправді такі 
значення знаходять при піковій напрузі мережі, що підтверджується 
графіками, представленими на рис. 3.3, отриманими при моделюванні 
випрямляча VIENNA. 
77 
 
Рис. 3.3. Графіки роботи трифазного випрямляча VIENNA з активною 
корекцією коефіцієнта потужності 
 
Визначивши значення швидкостей наростання та спадання струму в 
дроселі та знаючи діапазон допустимих струмів можна розрахувати 
найменший час для відкритого Ton.min та закритого Toff.min стану транзисторів 
за формулами (3.5) та (3.6) відповідно: 
 
I peak (1+ 2 ⋅ ∆I ) 35(1+ 2 ⋅0,99
T )
on = dІ = = 0,005  с.      (3.5) 
20028
dtrise
I
T = peak (1+ 2 ⋅ ∆I ) 35(1+ 2 ⋅0,99)
off dІ = = 0,01с.     (3.6) 
9501,2
dt fall
 
Знаючи час включеного та вимкненого стану транзисторів, а також 
враховуючи час на їх включення/вимикання можна отримати пікову частоту 
перемикань fsw транзисторів фаз 
 
78 
f 1 1
sw = = = 66,7 Гц. 
Toff +Toff .trans +T +T −9 −9
oп on.trans 0,01+ 300 ⋅10 + 0,005+ 200 ⋅10
 
де T -9 -9
trans.on = 200∙10  с і Ttrans.off = 300∙10  с – час увімкнення та вимкнення 
транзисторів відповідно 
Єдиним невідомим складником описаних формулах може бути 
індуктивність дроселя. Її значення обирається в залежності від доступної 
номенклатури, необхідної (бажаної) частоти перемикання та в залежності від 
інших параметрів. Тим не менш, після вибору дроселя необхідно провести 
перевірочний розрахунок з метою перевірки можливості функціонування 
ключових елементів на розрахунковій частоті. В іншому випадку, якщо 
параметри транзисторів не забезпечують необхідну частоту, необхідно 
обрати дросель з індуктивністю і повторити розрахунок. 
Слід зазначити, що порядок розрахунку складним. Можна також 
аналогічно задаватися частотою перемикань і звідси знаходити решту 
невідомих параметрів використовуючи вище описані формули. 
Середній струм, що протікає через кожен із діодів Ivd.ср є третьою від 
вихідного струму перетворювача. Знаючи вихідну потужність Pmax і вихідну 
напругу UККП перетворювача можна розрахувати середній струм діодів 
відповідно за виразом 
 
I Рмах 25000
vd .ср = = =17,5  А. 
3 ⋅UККМ 3 ⋅475
 
Середнє значення вхідного струму перетворювача в кожній фазі Iф. 
взятого в першому наближенні за синусоїдальний за модулем, має зв'язок з 
діючим значенням фази струму Iф.d 
 
Iф.ср = 0,9 ⋅17,5 =15,8  А. 
 
79 
Вхідний струм фази в один момент часу може протікати тільки через 
діоди випрямної частини ККП або через транзистори. Причому за період 
фазної напруги в провідності беруть участь діоди випрямної частини обох 
полярностей, а в транзисторі протікає струм в прямому або в зворотному 
напрямку за час, коли діоди не проводили струм. Таким чином, середній 
струм транзистора за модулем можна розрахувати за виразом 
 
Ivt .ср = Iф.ср − 2 ⋅ Ivd .ср =15,8− 2 ⋅17,5 =19,2  А. 
 
Для теплового розрахунку транзистора необхідно взяти до уваги, що 
середній струм транзистора по модулю Ivt .ср протікає за половину періоду дії 
напруги живлення в прямому напрямку, виділяючи потужність активних 
втрат на опорі відкритого каналу транзистора, а іншу половину періоду 
виділяє потужність на діоді. При цьому середнє значення струму для кожної 
складової потужностей може бути просто поділено навпіл. 
Загальна ємність вихідних конденсаторів розраховується з міркувань 
згладжування вихідної напруги. В даному випадку задаються величиною δ, 
що означає допустимий відносний провал напруги 
 
δ ∆UККМ 420
= = = 0,9.     (3.7) 
UККМ 475
 
де ΔU – допустиме значення провалу напруги на виході ККП. 
Розрахунок вихідної ємності проводиться для найменшої частоти для 
зарядження конденсатора. Цією частотою є гармоніки споживання струму з 
випрямної частини перетворювача, які мають частоту, аналогічну частоті 
гармонік на виході трифазного некерованого випрямляча, тобто fпульс = 300 
Гц. Таким чином, з урахуванням формули (3.7) розрахунок вихідної повної 
ємності на виході конденсатора матиме вигляд  
80 
С 1 1
= = = 74  мкФ   (3.8) 
fпульс ⋅Rd ⋅δ 300 ⋅5 ⋅0,9
 
де Rd – опір навантаження, який може бути розрахований виходячи з 
потужності навантаження та вихідної напруги. При цьому необхідно 
враховувати нелінійний характер навантаження та враховувати його при 
зміні заданої на виході напруги. 
Знайдене у формулі (3.8) значення ємності є сумарним на виході 
перетворювача. Тобто. величини ємності кожного з двох конденсаторів 
повинні бути рівні між собою та бути вдвічі більшими за розраховану 
величину C. 
Таким чином, вибір елементів випрямляча VIENNA з активною 
корекцією коефіцієнта потужності слід проводити, використовуючи 
значення, зазначені в попередніх розрахунках в такий спосіб. 
Для вибору дроселя La у фазах перетворювача слід використовувати: 
- індуктивність дроселя L; 
- середнє значення струму дроселя по модулю |Iф.d|; 
- піковий струм дроселя. 
Параметри, які застосовуються для вибору діодів: 
- середній струм діода Ivd .ср . 
- максимальний струм діода Iф.мах ; 
- зворотна напруга UККП/2; 
- частота комутацій f. 
Параметри для вибору транзисторів: 
- середній струм транзистора Ivt .ср ; 
- максимальний струм Iф.мах ; 
- пряма напруга на транзисторі в закритому стані UККП/2; 
- частота комутацій f. 
Параметри вибору вихідних конденсаторів: 
81 
- ємність конденсатора 2∙С; 
- максимальна напруга UККП/2. 
Дані параметри є базовими оціночними значеннями для вибору 
елементів та проведення повного розрахунку схеми, у тому числі розрахунку 
демпфуючих ланцюгів, теплових режимів, тепловідводів тощо. 
Використовуючи розраховані дані та розроблені моделі у другому 
розділі в програмному середовищі Simulink, проведено моделювання 
коректора коефіцієнта потужності у складі зварювального напівавтомата. 
 
 
Рис. 3.4. Миттєві значення струму та напруги при зниженні 
навантаження для фази А 
 
82 
 
Рис. 3.5. Миттєві значення струму та напруги при підвищенні 
навантаження для фази А 
 
Таким чином, розроблена комп’ютерна модель випрямляча VIENNA з 
активною корекцією коефіцієнта потужності та запропонована методика 
оціночного розрахунку, дають змогу підібрати необхідні параметри 
елементів схеми в процесі проектування, а також проводити дослідження 
функціонування ККП. Достовірність отриманих результатів підтверджує 
комп'ютерне моделювання ККП у складі зварювального напівавтомата, який 
має вхідну трифазну напругу 380 В, 50 Гц та потужність 22,9 кВт. Було 
досліджено електричні процеси, включаючи гармонійний склад вхідного 
струму, зовнішню характеристику ККМ, при вихідній потужності від 0 до 
22,9 кВт, а також при різкому підвищенні та зниженні навантаження, при 
зміні вхідної трифазної напруги тощо. Результати комп'ютерного 
83 
дослідження ККП у складі зварювального напівавтомата представлено на 
рис. 3.4 і 3.5, що відображають випадки різкого зниження та підвищення 
струму навантаження (криві 1 і 2 – миттєві значення напруги та струму фази 
B мережі). З графіків видно, що використання випрямляча VIENNA з 
активною корекцією коефіцієнта потужності успішно забезпечує 
синусоїдальність і синфазність фазних вхідних струмів з фазною вхідною 
напругою мережі живлення. Через один період вхідної напруги після 
підвищення або зниження навантаження сумарний коефіцієнт гармонійних 
складових вхідного струму досягає значення 3,5%. При цьому різниця між 
напругою вихідних конденсаторів С1 і С2 не перевищує 1,5%, а вихідна 
напруга перевищує задане значення всього на 1%. Таким чином комп'ютерне 
моделювання запропонованого ККП підтвердило працездатність розробленої 
комп’ютерної моделі. Отримані результати становлять інтерес для 
розробників трифазних коректорів потужності, які бажають мати пристрій із 
високим коефіцієнтом корисної дії та надійною системою керування. 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
84 
ВИСНОВКИ 
 
1. Досліджено, що використання напівпровідникових перетворювачів 
електричної енергії, які працюють в мережах змінного струму, призводить до 
погіршення якості електричної енергії, а точніше до викривлення струмів і 
напруг у зв'язку з наявністю в них нелінійних елементів. 
Встановлено, що необхідно розробляти способи та заходи, які 
здійснюватимуть контроль рівня впливу нелінійних спотворень на мережу. У 
міжнародних стандартах встановлений мінімальний рівень нелінійних 
спотворень для даних установок у зв'язку з небажаними наслідками в разі 
застосування приладів із низьким коефіцієнтом потужності, а також з 
високим показником нелінійних спотворень. 
2. Проведено аналіз існуючих шляхів та технічних рішень, які 
забезпечують зменшення гармонік вхідного струму джерел з нелінійними 
елементами. Показано необхідність корекції коефіцієнта потужності для 
досягнення найбільш оптимальних економічних витрат та забезпечення 
високих показників якості при споживанні електроенергії, а також для 
дотримання нормативних показників у галузі електромагнітної сумісності за 
кондуктивною складовою перешкод, що впивають на мережу 
електропостачання. 
3. Для трьох базових електричних схем активних коректорів 
коефіцієнта потужності проведено теоретичний аналіз та аналітичне 
порівняння основних параметрів за електричними, масово-габаритними, 
ціновими параметрами, а також за параметрами якості перетворення 
електричної енергії. Розглянуто оптимальні алгоритми роботи, за допомогою 
яких можна отримати найкращі показники електричної енергії. 
4. За результатами теоретичного аналізу обраних схем активних 
коректорів коефіцієнта потужності розроблено їх комп’ютерні моделі у 
програмному середовище MATLAB/Simulink. Розроблено та налаштовано 
алгоритми роботи перетворювачів у складі систем управління. На основі 
85 
аналізу проведених модельних експериментів зроблено висновок про якість 
роботи перетворювачів, що підтверджують теоретичні показники. За 
отриманими в ході комп’ютерного моделювання показниками, проведено 
порівняльний аналіз якості роботи перетворювачів та рекомендації щодо 
вибору їх застосування під конкретне технічне завдання. 
За результатами аналізу модельних експериментів встановлено, що 
гармонійний склад споживаних струмів випрямлячем VIENNA з активним 
коректором коефіцієнта потужності знаходиться у діапазоні, що відповідає 
нормативним документам та ДСТУ, тим самим забезпечуючи найкращі 
вхідні параметри та показники мережі. 
5. Формалізовано методику оціночного розрахунку, що дає змогу 
підібрати необхідні параметри елементів схеми в процесі розробки та 
проектування. Достовірність отриманих результатів та адекватність моделі 
підтверджує комп'ютерне моделювання ККП у складі зварювального 
напівавтомата, який має вхідну трифазну напругу 380 В, 50 Гц та потужність 
22,9 кВт. Було досліджено електричні процеси, включаючи гармонійний 
склад вхідного струму, зовнішню характеристику ККМ при вихідній 
потужності від 0 до 22,9 кВт, а також при різкому підвищенні та зниженні 
навантаження, вхідної трифазної напруги тощо.  
Отримані результати в роботі можна використовувати для проведення 
дослідження функціонування ККП, з метою отримання високого коефіцієнта 
корисної дії з надійною системою управління. 
 
 
 
 
 
 
 
 
86 
СПИСОК ВИКОРИСТАНИХ ДЖЕРЕЛ 
 
1. Сегеда М. С. Електричні мережі та системи: Навчальний посібник. / 
Сегеда М. С. – Львів: Каменяр, 1999. – 296 с.  
2. Електропостачання промислових підприємств: Підручник для 
студентів електромеханічних спеціальностей/В.І. Міліх, Т.П. Павленко. 
- Харків: ФОП Панов А. М., 2016. - 272 с. 
3. ДСТУ EN 62586-2:2018 Вимірювання якості електроенергії в системах 
електроживлення. 
4. Данилюк І.О. Компенсація реактивної потужності. Теперішнє та 
майбутнє / І.О. Данилюк, М.Ю. Голованьов, – Енергетика. Екологія. 
Людина. 2020. № 3. С. 394–401. 
5. Демченко Ю.С. Методи корекції коефіцієнта потужності / Ю. С. 
Демченко, В. В. Рогаль // Electronics and Communications. – 2013. – № 
6(77). – С. 24–29. 
6. Густилін А.А. Корекція коефіцієнта потужності перетворювальних 
установок / А.А. Густилін, В.А. Денисов // Проблеми електротехніки, 
електроенергетики та електротехнології - С. 481-486. 
7. Варецький Ю.О. Особливості вибору силових фільтрів для систем 
електропостачання змінних нелінійних навантажень / Ю.О. Варецький, 
Т.І. Наконечний // Вісник національного університету «Львівська 
політехніка». Електроенергетичні та електромеханічні системи . – 2008. 
– №647 – С. 10 – 15. 
8. Енергетична електроніка: навчальний посібник / О. О. Шавьолкін. – К.: 
КНУТД, 2017. – 396 с. 
9. Шавьолкін О.О. Силові напівпровідникові перетворювачі енергії: 
Навчальний посібник. Харків : ХНУМГ ім. О. М. Бекетова, 2015. 403 с. 
10. Основи електроніки і перетворювальної техніки: Навчальний посібник/ 
В.І.Костенко, О.О. Шавьолкін, О.М. Рак. За ред. В.І. Костенко. – Д.: 
ДонНТУ, 2002. – 110 с. 
87 
11. Теоретичні основи електротехніки. Встановлені режими лінійних їх 
електричний ключ із зосередженими та розподіленими параметрами: 
підручник / [Карпов Ю.В. О., Каців С. Ш., Кухарчук В. В. та ін.]; під 
ред. проф. ю. О. Карпова. – Вінниця : ВНТУ, 2011. – 377 с. 
12. Математичні методи і моделі: комп'ютерне моделювання. Підручник. -. 
Харків: УкрДАЗТ, 2012 - 185 с. 
13. Сайт розробника програмного пакету MATLAB/Simulink. 
https://www.mathworks.com/products.html?s_tid=nav_products  
14. Ситник В. Ф., Орленко Н. С. Імітаційне моделювання: Навч. посібник. - 
К.: КНЕУ, 2010. - 232 с. 
15. Бурла М.О. Комп’ютерне моделювання активних коректорів 
коефіцієнта потужності / М.О. Бурла, В.Б. Кисельов / Збірник тез 
доповідей студентської науково-практичної конференції ЧДТУ: 23–24 
квіт. 2024 р. [Електронний ресурс] / [упоряд.: Єгорова О. В., Захарова 
О. В., Тичков В.В. та ін.]; М-во освіти і науки України, Черкас. держ. 
технол. ун-т. – Черкаси: ЧДТУ, 2024.– С. 54. 
16. ДСТУ EN 50160:2023 (ЕN 50160:2022, IDТ) Характеристики напруги 
електропостачання в електричних мережах загальної призначеності. 
17. Сайт Tesla Wend https://teslaweld.com/  
18. Сайт інтернет-магазину Rich-el https://rekkon.kiev.ua/
Репозиторій ЧДТУ
